光传送网中光监控通道信号Q值在线监测技术

摘要

提出了一种带有光监控通道（OSC）子系统的光传送网（OTN）分层结构模型，分析了OSC中的信号特点，指出OSC信号质量决定了运行、管理和维护（OAM）信号的可靠性。依据Q值与误码率（BER）的一一对应关系，提出了一种可在线监测OSC信号Q值的方案，并基于数字信号处理芯片（DSP）技术设计了监测模块，实现了OSC信号在线Q值监测。

正文

《1 引言》

1 引言

密集波分复用 (DWDM) 技术被广泛用于构成光传送网 (OTN) , 承载各种数字业务信号^[1]。为适应网络管理的需要, 要求OTN提供支持运行、管理和维护 (OAM) 信息的通道^[2,3]。现有的实现方式中, 副载波调制 (SCM) 和数字包封 (digital wrapper) 技术属于带内开销, 光监控通道 (OSC) 技术属于带外开销。

按照ITU-T G.872建议, OTN可以自上而下垂直划分为三个独立的网络层, 即光通道层 (OCh) 、光复用段层 (OMS) 和光传输段层 (OTS) , 两个相邻层之间构成客户/服务层关系^[1,4]。OSC主要传送OMS层和OTS层的维护及管理信息, 目前制定的OSC技术标准使用DWDM系统的带外光频率, 其光接口参数指标见表1。

为保证OTN 系统光层OAM信号的传输质量, 有必要对OSC信号的误码率 (BER) 进行监测^[5,6]。一般测量BER的方法是使用伪随机比特序列 (PRBS) 模拟实际传输, 直接测量数字信号的BER。这种策略的缺陷在于不能进行在线监测, 不符合高速传输系统网络管理的要求^[7]。

Q值与BER有一一对应的关系^[8], 可以作为一个衡量信号传输性能的直观、有效的参数。实现OSC子系统的Q值在线检测可以为保证OAM信号的传输提供可靠的依据。本文将分析带有OSC子系统的OTN分层模型和实现Q值在线监测的OSC结构, 根据光纤数字通信系统Q值检测的原理, 提出基于DSP技术实现在线监测OSC信号Q值的方法。

表1 OSC系统的光接口参数

Table 1 Optical interface parameters of OSC system

《表1》

光接口参数	指标
波长/nm	1 510±10
速率/Mb·s^-1	2.048
光线路码型	信号反转码 (CMI码)
光线路码传输速率/Mb·s^-1	4.096
发送光功率/dB·m	0～-7
接受灵敏度/dB·m	48 (BER为1×10^-11)

《2 结构模型》

2 结构模型

《2.1 有OSC的OTN分层结构》

2.1 有OSC的OTN分层结构

包含OSC子系统的OTN分层结构模型见图1。在此结构中, OSC位于OTN的OMS和OCh 层的位置, 嵌于OTS层传输。OSC携带OTS层和OMS层的所有开销信息, 也可以加以扩展, 传递OCh层开销信息 (图1中虚箭头所示) 。其帧结构中的净荷 (payload) 传递两类信息:维护信号和管理信息, 其中维护信号用于网元 (NE) 之间交换信息, 而管理信息用于网元与操作系统 (OS) 之间交换管理数据。OSC使用的载波波长为1 510±10 nm, 属于DWDM系统的带外开销, 可以避免占用DWDM系统业务波长信道。

《2.2 可在线监测Q值的OSC结构》

2.2 可在线监测Q值的OSC结构

OSC系统的主要功能包括:OSC通道发送和接收;CMI编解码;时钟获取和数据再生;OSC帧定位和处理以及OSC通道故障检测和性能监测等。Q值的在线监测可以归入OSC通道的性能监测模块。如图2所示, 在OTS层传输的带外光信号经过光滤波器送到光收发模块, 得到电信号 (OSC信号码流) , 然后送至Q值监测模块, 经过计算得到Q值, OSC信号质量指示生成后上传至网络管理系统。

《图1》

图1 包含OSC子系统的OTN分层结构

Fig.1 The hierarchical model of OTN with an OSC subsystem

《图2》

图2 在线监测Q值的OSC系统功能模块

Fig.2 Functional modules of an OSC subsystem with on-line supervision for Q-factor

《3 光监控通道Q值监测原理与实现》

3 光监控通道Q值监测原理与实现

《3.1 数值方法检测Q值原理》

3.1 数值方法检测Q值原理

设数字通信系统中空号“0”和传号“1”的电压均值分别为V_m0和V_m1, 均方差分别是σ₀和σ₁。那么Q值可以定义为:

$Q = \frac{V_{m 1} - V_{m 0}}{σ_{0} + σ_{1}} (1)$ $Q = \frac{V_{m 1} - V_{m 0}}{σ_{0} + σ_{1}} (1)$

设V为待测信号, 是经过光层O/E变换后的电平。对于网络通信系统, 可以一帧信号计算出一个Q值。根据帧中每位电平值适当变化的判决电平, 为一个变值V_i (i表示第i个) 。对一帧中的V_i进行递增排序, 设F₁ (V_i) 和F₀ (V_i) 为该帧在判决电平取V_i时的传号和空号数。用f₀ (V_i) 和f₁ (V_i) 分别表示空号、传号在V_i-1≤V<V_i区间出现个数差:

$\begin{array}{l} f_{0} (V_{i}) = F_{0} (V_{i}) - F_{0} (V_{i - 1}), (2) \\ f_{1} (V_{i}) = F_{1} (V_{i}) - F_{1} (V_{i - 1}) = - f_{0} (V_{i}) 。 (3) \end{array}$ $\begin{array}{l} f_{0} (V_{i}) = F_{0} (V_{i}) - F_{0} (V_{i - 1}), (2) \\ f_{1} (V_{i}) = F_{1} (V_{i}) - F_{1} (V_{i - 1}) = - f_{0} (V_{i}) 。 (3) \end{array}$

由式 (2) 和式 (3) 及均方差的定义, 可得到空号和传号的均方差计算表达式:

$\begin{array}{l} σ_{0} = \sqrt{\sum_{i = 1}^{n} [f_{0} (V_{i}) \cdot (V_{i} - V_{i 0})^{2}] / \sum_{i = 1}^{n} f_{0} (V_{i})}, (4) \\ σ_{1} = \sqrt{\sum_{i = 1}^{n} [f_{0} (V_{i}) \cdot (V_{i 1} - V_{i}^{2}] / \sum_{i = 1}^{n} f_{0} (V_{i})}, (5) \end{array}$ $\begin{array}{l} σ_{0} = \sqrt{\sum_{i = 1}^{n} [f_{0} (V_{i}) \cdot (V_{i} - V_{i 0})^{2}] / \sum_{i = 1}^{n} f_{0} (V_{i})}, (4) \\ σ_{1} = \sqrt{\sum_{i = 1}^{n} [f_{0} (V_{i}) \cdot (V_{i 1} - V_{i}^{2}] / \sum_{i = 1}^{n} f_{0} (V_{i})}, (5) \end{array}$

式中的V_i0与V_i1分别是判决电平取V_i时的空号、传号的电平均值。

根据式 (1) 、式 (4) 及式 (5) 即可求得Q值, 可以用数值方法实现。

《3.2 基于DSP技术的在线监测方案》

3.2 基于DSP技术的在线监测方案

DSP技术在实时信号处理领域有着广泛的应用, 高速DSP可以满足对OSC信号进行在线监测的要求。依据OSC系统的接口标准特点, 拟采用DSP技术构成Q值在线监测模块, 其框图如图3所示。

《图3》

图3 基于DSP的OSC系统Q值监测模块

Fig.3 DSP-based Q-factor supervisory module for OSC system

OSC采用ITU-T G.704建议的E1结构, 监控通道的标称比特率为2.048 Mb/s (帧频为8 kHz, 帧长32时隙, 每时隙8 b) 。由于采用了CMI编码方式, 故OSC光线路码传输速率为4.096 Mb/s, 适合于使用高速A/D模块进行量化。

在光层传送的OSC信号经光收发器进行O/E转换成电信号, 提取同步时钟信号。为确保在线检测的实时性和正确性, 时钟同步是非常重要的, 需要满足条件:a. (量化电路系统周期) + (存储时间) < (待测信号比特周期) ;b. (判决计算电路系统周期) + (1次Q值计算所需时间) (待测信号帧周期) 。同时, 信号由DSP模块的A/D处理模块进行量化后输入到存储器, 并进行判决计算, 计算结果存入到存储器内。DSP与网络通讯模块可以通过标准的RS-232接口进行低速连接, 也可以通过并行总线或者共享存储器等方式进行高速连接。网络通讯模块把OSC的信号质量信息向网络管理系统报告。

TMS320C62X系列是一种高端的定点DSP产品, 广泛适用于各种宽带通信和图像实时处理^[12]。选用TMS320C62X系列DSP可以得到高性价比的监测方案, 其成熟的技术、简单的操作满足OSC系统Q值在线监测的要求。TMS320C62X系列DSP具有强大的能力与后台主机进行高速通讯, 配以高速A/D可以实现Q值的在线监测。采用TMS320C6201 DSP芯片的Q值在线监测模块硬件示意图见图4。

《图4》

图4 采用TMS320C6201的信号采集监测模块

Fig.4 The signal acquisiton and supervisory module using TMS320C6201

图4中, 时钟恢复电路从码流中提取同步时钟信号, 送入DSP用于采样控制。选用最高采样频率可达 40 MHz 的高速A/D芯片, 采样分辨率为12 b。两路A/D 可同时接信号进行采样, 这样处理的速率可以提高一倍。双口RAM作为高速采样缓冲, 容量达到4×32 kb。与网络通信模块的连接选用DSP的主机端口接口 (HPI) 。模块的工作流程是:

1) 由DSP根据同步时钟信号启动A/D采样, 控制A/D采样频率;

2) A/D通道每采样一个点, 都把结果存入双口RAM中;

3) 将双口RAM的存储空间分成数块, 每采完一定数量的数据 (1帧) 即产生一个外部中断, 请求DSP将块中的数据取走。取数时A/D继续采样, 得到的采样数据写入下一块, 各块轮流工作;

4) DSP收到外部中断, 根据公式计算Q值并存储到SBSRAM中。

外部网络通信模块通过轮询或者定时方式取得Q值计算结果, 生成OSC信号质量指示并做进一步的处理。

《3.3 模拟实验结果和讨论》

3.3 模拟实验结果和讨论

模拟3个长度均为1250×8 b的TTL电平序列作为待测帧, 将电平进行10 b量化, 即0 V和5 V分别量化为0和1023。图5为表2的序列说明与计算结果所描述的序列F₀ (V_i) 和f₀ (V_i) 曲线。横坐标为V_i的量化值, F₁ (V_i) 和f₁ (V_i) 可根据传号、空号的关系得出。由于信号及叠加干扰较有规律, V_i取值集中在V_m0和V_m1。

《图5》

图5 模拟序列的F₀ (V_i) 和f₀ (V_i) 曲线

Fig.5 F₀ (V_i) & f₀ (V_i) curves of simulated sequences

对照表2和图5, 可以看出:

1) 序列1是没有任何干扰的理想信号, F₀ (V_i) 和f₀ (V_i) 只有几个取值, 在V_i取 $\frac{1}{2} (V_{m 0} + V_{m 1})$ $\frac{1}{2} (V_{m 0} + V_{m 1})$ 时有跳变。Q计算值对应的BER几乎为零;

2) 序列2是序列1的理想信号分别叠加不同幅值的干扰。随着干扰幅值的增大, 信号质量下降, V_i取值点增多。可以看出, 干扰大到一定程度影响了V_m0和V_m1, 且V_i在[V_m0, V_m0]区域外, f₀ (V_i) 曲线与理论趋势有较大偏差;

3) 序列3取传号、空号的均值分别为725和275, 可看作干扰与信号幅值几乎相等的随机码, 有很高的误码率, 对V_m0和V_m1的影响也较大。F₀ (V_i) 连续递增而没有平坦过程, f₀ (V_i) 虽与理论趋势基本相符, 但振荡范围很大, 计算表明该序列BER达7 %。

表2 模拟序列计算结果

Table 2 Description of simulated sequences and calculation results

《表2》

序列	序列说明	均值	质量说明	Q计算值	对应误码率
1	高、低电平每3 b交替变化的方波	V_m0=100, V_m1=1 000	标准脉冲, 无误码	8.317 073	4.508×10^-17
2	序列1叠加周期为360 b, 峰—峰值为50的正弦干扰	V_m0=100, V_m1=1 000	有干扰, 其峰—峰值为50 (相当于244 mV)	3.411 947	3.225×10^-4
3	周期为360 b的正弦波, 最大值950, 最小值50	V_m0=275, V_m1=725	随机信号, 误码率很高	1.461 893	7.19×10^-2

比较3个序列, Q计算值的趋势正确, 与实际BER的变化相符, 且干扰越小F₀ (V_i) 和f₀ (V_i) 与理论吻合得越好。用此方法对OTN系统OSC通道进行Q值在线监测是准确可行的。

《4 结论》

4 结论

为保证OTN系统OAM信息的可靠性, 必须首先监测OSC信号的传输质量。所提出的带有OSC子系统的OTN分层新型结构可方便地实现OSC信号的在线监测。基于DSP技术和高速A/D芯片方案实现OSC通道Q值在线监测, 为网络管理系统直接提供了OSC通道的信号质量监视信息。实验结果表明此方案具有较高的准确度, 在不增加OSC额外开销的情况下监测了OSC信号的传输质量。

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