《1 前言》

1 前言

在交流电动机中采用许多高性能的控制方式，如直接转矩控制和磁场定向控制（FOC）。交流电动机的FOC是将定子电流分解成两个分量：电流励磁分量和电流转矩分量，然后对其进行解耦控制，以获得像直流电机一样的特征。磁场定向由于其控制简单、效率和稳定性高、有良好的功率因数等，被广泛应用在交流电动机中。

近年来脉冲宽度调制（PWM）变速驱动由于其性能的优越性被广泛应用到变频调速中，其中使用最广泛的是正弦脉冲宽度调制（SPWM）控制和空间矢量脉宽调制（SVPWM）控制。研究表明，相对于 SPWM控制，SVPWM控制可以更有效地利用直流总线电压，产生更少的谐波和失真。近年来提出的 Z源逆变器，克服了传统的电压型逆变器和电流型逆变器的不足。传统的电压型逆变器是一个降压型逆变器，如图 1 所示一个三相电压为 220 V 的驱动系统，220 V 的交流电（AC）通过整流器整流成 310 V的直流电（DC）。在线性调制范围内，逆变器最多只能产生190 V的交流电，对于一个220 V的电机而言，逆变输出的低电压大大限制电动机的输出功率（输出功率与电压的平方成正比），因此不满足电机和驱动过大的系统。而Z源逆变器采用独特的Z源网络，又称阻抗（LC）网络连接逆变器主电路和电源（整流器），通过控制直通工作时间从而达到升压功能，通过传统的逆变桥逆变，输出的电压可以实现期望的交流电压值，甚至比线电压更高，可以使电压跌落时不间断工作、降低线路谐波、改善功率因数、增加可靠性、拓宽输出电压范围。

《图1》

图1 传统的驱动系统

Fig.1 The traditional driving system

本文采用间接磁场定向控制（IFOC）的异步电机结合SVPWM控制的Z源逆变器来进一步增强感应电机的驱动性能。

《2 Z源逆变器》

2 Z源逆变器

Z 源逆变器采用其独特的 LC 网络（阻抗电感 L1=L2，阻抗电容 C1=C2）将逆变主电路、电源、负载或其他转换器连接在一起，具有电压型逆变器和电流型逆变器没有的特性，图 2 为传统 Z 源逆变器拓扑。

《图2》

图2 传统Z源逆变器拓扑

Fig.2 The traditional Z-source inventer topology

Z 源逆变器有 8 个开关状态，当外加直流电压流过负载时，传统的三相电压型逆变器有6个有效的开关状态，负载短路时产生上、下两个零矢量状态。当三相Z源逆变器负载终端短路时通过任意一相或两相桥臂或三相桥臂上、下桥臂时，即有特殊零状态。传统电压型逆变器和电流型逆变器中是没有直通零状态的，Z源网络产生的直通零矢量使逆变器有特殊的升/降压特性。Z 源逆变器的升压因子为

式（1）中，VPN为直流母线电压；VS为输入电压；TS为开关周期；T 为直通时间；B 为升压因子，大于 1。由式（1）可得，只要合理地控制直通时间 T 就可以实现Z源逆变器的升压大小。

Z源逆变器的感应电机主电路如图3所示。

《图3》

图3 基于Z源逆变器的感应电机主电路

Fig.3 The main circuit of asynchronous motor based on the Z-source inverter

在升压状态下运行 Z 源逆变器，在一个 230 V 电机整流后通过 Z 源网络测得直流链电压上升到 600 V 左右，在线性调制范围内逆变器产生一个 400 V的交流电。

《3 间接磁场定向控制》

3 间接磁场定向控制

高性能异步（感应）电动机驱动大都采用 FOC 技术。异步电动机的定子电流是由励磁矢量和转矩矢量的和组成，解耦控制转矩和励磁，就要找出与转矩正交的励磁分量，为此，可以采用两种方式，即直接磁场定向控制（DFOC）和 IFOC。在 DFOC 中，由气隙磁通矢量的位置来计算转子磁通的矢量位置。通过合适的磁通传感器，如霍尔感测器来直接测量或者推导反电动势的整合来计算，但磁通传感器使DFOC成本增大，在低频情况下，无法获得良好的性能，且需要改进电机去放置传感器。而IFOC 是通过异步电动机模型的一个简单的表达式来预测转子磁链位置。

图4为异步电机IFOC技术的方框图。为了获得磁场矢量，电机的电流分量应与定子电流分量隔离，这样产生一个通量。IFOC的主要缺点是它是通过扫描电机来估算转子磁链矢量的角位置，因此对电机参数非常敏感。实际上，转子时间常数的不确定会引起定子电流与转子磁通错边，降低整个系统的性能。

《图4》

图4 IFOC技术的方框图

Fig.4 The block diagram of IFOC technology

注：ωr、ωsl、ω*r为电机角速度；PI为比例积分；ia、ib、iαs、iβs、iqs、ids、ids* 、iqs* 为电流；vrqs、vds、vas、vps为电压

《4 空间矢量脉宽调制》

4 空间矢量脉宽调制

由于SVPWM控制可以更有效地利用直流总线电压、产生更少的谐波和失真，所以被广泛地应用于三相交流电机的矢量控制中。在三相交流电机中，有8个开关状态，其中有6个有效状态和2个零状态，如图5所示，8个空间矢量可以用一个矢量图来表示。为了生成SVPWM，在高频采样周期及低采样频率周期中采样旋转参考电压空间矢量 US。如图5中的扇区1，是由开关（100）、（110）和零矢量（000）及（111）和US组成。

电压—α 轴的平衡式为

电压—β 轴的平衡式为

式（2）和式（3）中，TS是开关周期；三相逆变器的直流电压 |U1 |  = |U2 | =Udc，由式（2）和式（3）可得

一个开关周期的零状态持续时间为

《图5》

图5 SVPWM及扇区

Fig.5 SVPWM and sector

图 6 为带有直通零矢量的 SVPWM 控制信号示意图。根据升压比 B 计算得到直通时间 t0，并将其等分为 6 等份，每份为t0/6，在一个开关周期中将等分的直通零矢量插入到每个桥臂的开关中。上下桥臂的切换点公式分别如式（8）和式（9）所示。

式（8）和式（9）中，Ta 、Tb 、Tc 为三相桥臂的切换点；T1 、T2 为两个相邻矢量；t0 为直通时间。

《图6》

图6 带有直通零矢量的SVPWM控制信号

Fig.6 SVPWM control signal with a shoot-through zero vector

《5 控制策略》

5 控制策略

为了获得在直流链侧的升压，需要设置直通状态的时间，将直通状态的时间均匀地插入到正常 PWM 波中。图 7 为其中一种生成带直通状态的PWM波形。通过控制D 和D ′的值就可以控制直通状态时间（D 和D ′为常量），为了防止短路，D\值不能太小。图8是插入直通状态及未插入直通状态的波形图。图9表示在不同的D 值下产生的脉冲波形。

《图7》

图7 产生直通状态的控制方案

Fig.7 Control scheme of producing direct state

《图8》

图8 插入直通状态及未插入直通状态的波形

Fig.8 The wave with and without inserting the direct state

《图9》

图9 在D =0.7和D =0.9时，直通状态的波形

Fig.9 The wave of the direct state when D =0.7 and D =0.9

《6 仿真》

6 仿真

为了验证系统理论的正确性，进行仿真实验，仿真参数如下。

1）负载：三相400 V、37 kW异步电机。

2）Z源网络：L1=L2=5 mH，C1=C2=1 200 μF 。

在Matlab下建立仿真，给定转速为n=1 400 r/min。图10为Z源升压图，图11为电机转动时的转速及转矩图（图11a为转速图，图11b为转矩图）。

《图10》

图10 Z源逆变器升压后逆变输出电压

Fig.10 The output voitage of inverter after Z-source inverter boosting

《图11》

图11 异步电机的转速与转矩

Fig.11 The rotational speed and torque of asynchronous motor

图12为建立的仿真模型。为了方便测量，直接将整流的部分用一个350 V的直流电源代替。异步电机在0.4 s加载20 N∙m负载。

如图12所示，Z源逆变器在交流异步电动机中的应用可使逆变器输出电压增加，可以带动额定电压较大的电动机，且当交流异步电动机突加负载时的动态稳定性较好。

《7 结语》

7 结语

在 Matlab/simulink 环境下搭建基于Z源逆变器的 IFOC 的异步电动机仿真模型，并验证其正确性。结果表明通过Z源逆变器结合IFOC的异步电动机的驱动系统，实现了感应电机的平滑调速，避免了负载突变对系统的影响，能使系统不间断运行，具有良好的动态性能和抗扰动能力。

《图12》

图12 基于Z源逆变器的IFOC的异步电机仿真模型

Fig.12 Asynchronous motor simulation model of IFOC based on Z-source inverter

注：C1、C2是电容；L1、L2是电感；iq、id、it、it* 、im、im* 、ir_abc、is_abc是电流；TL、Te是转矩；ωr、ωs、ωs* 是电机角速度；Um、Ut、U m* 、Ut* 是电压； G4、G5是比例系数；n* 、n 是转速；dq-to-abc是两相坐标系转换到三相坐标系