一种小型化人工表面等离激元传感系统——实现自适应和高灵敏的气体检测

张璇如 ,  朱佳文 ,  崔铁军

工程（英文） ›› 2024, Vol. 35 ›› Issue (4) : 89 -98.

PDF (2992KB)
工程（英文） ›› 2024, Vol. 35 ›› Issue (4) : 89 -98. DOI: 10.1016/j.eng.2023.05.013
研究论文

一种小型化人工表面等离激元传感系统——实现自适应和高灵敏的气体检测

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An Ultracompact Spoof Surface Plasmon Sensing System for Adaptive and Accurate Detection of Gas Using a Smartphone

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摘要

谐振增强的介电传感具有出色的灵敏度和准确性，其传感信号是通过测量谐振峰频率的相对移动来实现的，因此可以减少信号幅值噪声的影响。在万物互联时代下，集成化小型化的传感系统成为必然的发展趋势。在本研究中，我们开发了一种小型化的传感系统，该系统将人工表面等离激元传感器、信号检测处理电路和无线通信模块融合在一起。我们提出了一种软件化的方案来进行谐振峰频移信号的检测，极大简化了硬件电路，并实现了智能化的自适应检测。该系统采用了微波频段的人工表面等离激元谐振器来增强传感灵敏度和谐振强度。最终，整个传感系统被集成在1.8 cm×1.2 cm的印刷电路板上，并通过蓝牙与智能手机连接。该系统可以在频率扫描模式和谐振跟踪模式两种不同模式下运行，且在丙酮蒸气检测中实现了高达69 dB的信噪比。本研究为谐振传感的物联化发展提供了有效的解决方案，展示了其在小型化、高精度、智能化等方面的巨大潜力。

Abstract

Resonantly enhanced dielectric sensing has superior sensitivity and accuracy because the signal is measured from relative resonance shifts that are immune to signal fluctuations. For applications in the Internet of Things (IoT), accurate detection of resonance frequency shifts using a compact circuit is in high demand. We proposed an ultracompact integrated sensing system that merges a spoof surface plasmon resonance sensor with signal detection, processing, and wireless communication. A software-defined scheme was developed to track the resonance shift, which minimized the hardware circuit and made the detection adaptive to the target resonance. A microwave spoof surface plasmon resonator was designed to enhance sensitivity and resonance intensity. The integrated sensing system was constructed on a printed circuit board with dimensions of 1.8 cm × 1.2 cm and connected to a smartphone wirelessly through Bluetooth, working in both frequency scanning mode and resonance tracking mode and achieving a signal-to-noise ratio of 69 dB in acetone vapor sensing. This study provides an ultracompact, accurate, adaptive, sensitive, and wireless solution for resonant sensors in the IoT.

关键词

人工表面等离激元 / 物联网 / 集成传感 / 谐振跟踪 / 微波传感

Key words

Spoof surface plasmons / Internet of Things / Integrated sensing / Resonance tracking / Microwave sensing

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张璇如,朱佳文,崔铁军. 一种小型化人工表面等离激元传感系统——实现自适应和高灵敏的气体检测[J]. 工程（英文）, 2024, 35(4): 89-98 DOI:10.1016/j.eng.2023.05.013

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1 引言

谐振增强介电传感通过测量不受信号波动影响的相对频移信号，展现出卓越的传感灵敏度和检测精度[1]。近年来，此类谐振传感器层出不穷，尤其是在光学频段的表面等离激元（surface plasmons, SPs）[2‒4]和光学微腔传感器[5‒8]引起了广泛关注。工作在微波频段的射频识别（radiofrequency identification, RFID）标签[9‒10]和平面印刷电路谐振器[11‒12]同样属于这一类传感器。这类传感器的信号源自敏感材料介电常数变化，具体体现为复阻抗虚部的改变。研究表明，相较于测量敏感材料阻抗实部的电阻式传感，介电传感能够提升线性度、动态范围、稳定性和准确性等传感性能[13]。因此，谐振增强介电传感在生物医学[5,7,14‒15]及气体[13]、细菌[9‒10]、湿度[16]、温度[17]的实时监测中具有广泛的应用前景。

物联网（Internet of Things, IoT）的快速发展对传感器的鲁棒性、经济成本及集成化程度提出了更高要求[18]。在此背景下，微波和射频等低频传感技术更适用于非实验室环境下的真实应用场景。更高频段的光学和太赫兹传感通常依赖于台式仪器和光学实验台，而毫米波传感则面临更高昂的成本及更高的调试复杂性。然而由于微波的波长较长，其灵敏度较低，且传感器尺寸较大，这在一定程度上限制了它的应用。因此，在低频段实现波长的高倍压缩是一种有效的解决方案。人工表面等离激元（spoof surface plasmons, SSPs）基于人工金属结构，能够重现光学频段等离激元的物理特性[19‒26]，从而实现深度波长压缩和高灵敏度，为微波谐振式传感提供了新的发展思路[11]。人工表面等离激元的概念在2004年被提出，2013年东南大学崔铁军院士团队从实验上验证了平面电路中超薄金属图形可支持行波和局域的SSP模式[19,21]。其中，局域的人工表面等离激元同时结合了谐振传感中的驻波增强效应和等离激元倏逝场增强特性[11]。人工表面等离激元与印刷电路板（printed circuit boards, PCBs）和集成电路（integrated circuits, ICs）的高度兼容性，使其能够轻松与模拟及数字电路集成，尤其适用于物联网传感器的应用[21,24,27‒32]。此外，人工表面等离激元强大的模场约束特性导致其与自由空间电磁场的耦合较弱，有望实现优异的电磁兼容性（EM compatibility, EMC），这一点在日益复杂的电磁环境和有限的电磁频谱资源中尤为重要。随着其在化学传感[33]、工程结构监测[34]以及介电材料测量[35‒36]等领域的不断探索，微波人工表面等离激元传感已成为一个迅速发展的新兴领域。

在万物互联时代，能够集成信号检测、信号处理和通信模块的小型化传感系统成为主要发展趋势[9,37‒38]。然而，在小型化电路中精确检测谐振频移仍然是一大挑战。其中最简单的方案可以通过测量单一频点的幅度或强度来实现检测[9‒10,13]，但它们易受到信号波动的干扰。采用在谐振范围内扫描频率以确定峰值或谷值位置的方法与在实验台上使用矢量网络分析仪（vector network analyzers, VNAs）进行测量的方式相似，操作复杂且不适合便携式应用。最近，利用单片机（microcontroller unit, MCU）控制压控振荡器（voltage-controlled oscillator, VCO）实现传感功能的微波集成谐振式传感器的概念被提出[39]，但其频率扫描过程耗时且消耗大量频谱资源。近年来，基于锁相环（phase-locked loops, PLLs）技术进行谐振频移跟踪的研究取得了重要进展[40‒42]。然而，这类电路必须为每个特定应用场景从晶体管开始精密设计，其配置在设计时已固定，缺乏在不同传感场景中的通用性。而且目前的检测电路的体积仍然过大，不利于进一步的小型化和集成化发展。

本文报道了一款超小型化、高精度的微波人工表面等离激元传感系统。我们设计了一款可同时增强灵敏度和谐振强度的微波人工表面等离激元谐振器（SSP resonator, SSPR）。此外，我们开发了一种在单片机中运行的、软件定义的、自适应的谐振跟踪方案。此方案不仅能够有效缩小电路体积，还使系统能够智能适应目标谐振频率。该系统通过蓝牙与智能手机进行通信和交互，整体尺寸仅为1.8 cm × 1.2 cm。系统达到了69 dB的信噪比，数据速率达到每秒2272个测量点，并且表现出良好的电磁兼容性。我们通过丙酮蒸气传感实验，验证了该系统的传感性能。本研究为集成谐振传感器提供了一个超小型化、高精度、无线互联且智能自适应的解决方案，并展现了人工表面等离激元在物联网传感器应用中的广阔前景。

2 结果和讨论

2.1 系统架构

图1（a）展示了这个SSP小型化无线传感系统的示意图。除纽扣电池外，所有硬件设备（包括外围电路）均集成在一个尺寸为1.8 cm × 1.2 cm的多层印刷电路板上，图1（b）和（c）显示了电路细节。印刷电路板的总厚度约为4.94 mm，包括了器件高度（详见附录A中的S1节）。该传感系统能够将数据传输至智能手机，并从手机接收指令。传感信号通过测量人工表面等离激元谐振器的谐振频率变化获得。与其他谐振式传感器相似，人工表面等离激元传感系统的功能取决于附着在谐振器表面的敏感材料（详见附录A中的S2节），传感的特异性源自敏感材料与传感目标之间的特定反应。在本研究中，我们通过聚二甲基硅氧烷（polydimethylsiloxane, PDMS）薄膜来验证丙酮蒸气的传感性能。聚二甲基硅氧烷薄膜在吸收丙酮蒸气后发生膨胀，导致有效介电常数增加[43‒48]，从而使谐振频率随着丙酮蒸气浓度的增加而下降。

信号检测和处理电路由压控振荡器、检波二极管和单片机组成，可将人工表面等离激元谐振器的谐振频移信号转换为电压信号，如图1（d）所示。谐振跟踪环路主要通过单片机内的算法实现。传感系统根据智能手机的指令，可在频率扫描模式和谐振跟踪模式之间切换。在频率扫描模式下，系统逐点扫描频率并绘制出谐振曲线；而在谐振跟踪模式下，系统将压控振荡器的频率锁定至人工表面等离激元谐振器的瞬时谐振频率，并将压控振荡器的控制电压作为传感信号输出。压控振荡器的工作频率由单片机的数模转换器（digital-to-analog converter, DAC）控制。人工表面等离激元谐振器的发射功率由检波二极管检测，随后通过模数转换器（analog-to-digital converter, ADC）输入至单片机。在后续的讨论中，人工表面等离激元谐振器的透射谱横坐标和纵坐标分别表示数模转换器和模数转换器的电压值。

集成传感系统的工作频率约为4.9 GHz，此频率可以根据特定的电磁环境或其他考虑因素重新设计为其他频率。这个工作频率应接近人工表面等离激元谐振器的谐振频率，可通过人工表面等离激元谐振器的尺寸和图案来设计和调谐。压控振荡器和检测器则选用可覆盖人工表面等离激元谐振器谐振频率变化范围的工作频段的器件。与人工表面等离激元谐振器和其他器件相比，敏感材料通常工作在相对较宽的频谱范围内。

2.2 人工表面等离激元谐振式传感器的设计与分析

我们设计了一款采用夹层激励结构的人工表面等离激元谐振器，能够同时提升谐振强度和灵敏度，如图2（a）和（b）所示。一个厚度为0.1 mm的人工表面等离激元谐振器金属图案（不锈钢冲压后镀铜，详见附录A）放置在印刷电路板上方，在人工表面等离激元谐振器与电路板之间插入了一层50 μm厚的PDMS薄膜（详细设计见附录A中的S1节和S3节）。为提供有效的激励，印刷在电路板顶层的微带图案从50 Ω微带线的宽度开始逐渐展宽。人工表面等离激元谐振器谐振模式的场分布如图2（c）所示，仿真与实际测得的透射谱如图2（d）所示（电磁仿真细节详见第S3节）。通过压控振荡器的频率调谐曲线对上、下x轴进行校准。人工表面等离激元谐振器的谐振频率在4.92 GHz附近，表明谐振被限制在1/14.2波长的直径范围内。在辐条状谐振器的人工表面等离激元约束基础上，引入狭缝结构破坏了空间对称性，并诱导了环形电流，进一步折叠了谐振模式（详细模式分析见第S3节）[26]。深亚波长约束要求对有效波长进行大幅压缩，从而在相同工作波长下实现更高的灵敏度。为了更直观地展示，我们将人工表面等离激元谐振器与相同频段下的微带环谐振器（microstrip ring resonator, MRR）进行了定量对比（微带环谐振器的细节见附录A中的S4节）。同时，采用印刷在顶层的相同人工表面等离激元谐振器图案作为对比，以验证夹层激励结构的效果。

谐振强度δT定义为透射率谐振曲线的峰值与谷值之间的差异[图2（d）]，该值在采用夹层结构后显著增强。谐振强度是印刷电路板测量中的关键参数，它决定了模数转换器分辨率的利用率，并且对系统的噪声水平产生重要影响（详见附录A中的S5节）。深亚波长谐振器的高效激励是一个难题，通常采用电容耦合来增强谐振强度[26,49]。然而，电容耦合会显著降低灵敏度，因为谐振电磁场很大一部分处于惰性电容中，削弱了谐振模式与待测介质的有效相互作用。本文提出的夹层结构则同时提高了灵敏度和谐振强度。如图2（d）所示，与印刷电路板顶层印刷的相同人工表面等离激元谐振器对比时，仿真结果显示δT从-1.1 dB显著提升至-5.8 dB（详见附录A中的S4节）。

如图2（e）和（f）所示，本文提出的人工表面等离激元谐振器相比微带环谐振器MRR，其谐振频移灵敏度显著增强。灵敏度的提升可以归因于多个因素。从电磁谐振的角度看，假设两种谐振器的激励功率相同[见图2（c）和附录A中的S4节]，人工表面等离激元谐振器的最大电场增强达到了微带环谐振器的2.7倍。根据谐振器的微扰理论，更大的电场增强意味着更高的灵敏度[50]。这一增强主要来自深亚波长约束效应以及人工表面等离激元的增强作用。从结构设计角度看，将聚二甲基硅氧烷薄膜置于人工表面等离激元谐振器与印刷电路板上的微带线之间，使得电磁场更集中于聚二甲基硅氧烷薄膜中。与将相同的人工表面等离激元谐振器图案直接印刷在微带层（顶部金属层）上的情况相比，夹层结构中的谐振场与聚二甲基硅氧烷薄膜的相互作用更加充分，灵敏度提升了9.7倍。尽管对照的微带人工表面等离激元谐振器也具备表面等离激元增强，但其电磁场主要集中在印刷电路板的衬底中。为了突出深亚波长约束的效果并量化整体增强，我们将局域灵敏度（S L）定义为

S L = d f r d ε ⋅ 1 S

其中，f r为谐振频率；ε为聚二甲基硅氧烷薄膜的相对介电常数；S为谐振腔面积。S L评估了单位尺寸内的传感响应，并表明对微小介电常数扰动的分辨能力。S L的详细计算可见附录A中的S4节。本文提出的人工表面等离激元谐振器的局域灵敏度是在相同波段谐振的微带环谐振器的108倍。

对比图2（d）中的两条透射率曲线，在信号检测电路中测量的谐振器品质因子有明显的下降。除制造缺陷，其他因素也导致了信号检测中测量谐振透射谱的失真，包括压控振荡器线宽的展宽、压控振荡器输出功率随控制电压的变化、压控振荡器调谐中的非线性、检测器对输入功率的非线性响应，以及检测器的频率响应。更细致的分析请参考附录A中的S6节。通过将数模转换器/模数转换器电压校准为压控振荡器频率和透射功率，确定了在信号检测电路中测试的品质因子为18.5。虽然品质因子有明显下降，但对于所提出的共振跟踪方案已足够。更高品质因子导致信噪比的提高可以忽略不计（附录A中的S7节）。为了提升检测电路中测量的品质因子、信噪比，可以采用具备更好线性和更低色散的压控振荡器、检测器。然而这些器件需要精密的补偿电路。滤波器和均衡器的使用也可以提高仿真与测量的一致性。系统设计关键问题是均衡信噪比和电路尺寸，即使谐振峰有所展宽，我们提出的谐振跟踪方案仍然可以有效地抑制噪声。

空间电磁波很难耦合进深亚波长谐振器，这使得人工表面等离激元谐振器有望实现对电磁干扰（EM interference, EMI）的高度抗干扰性。电磁干扰测试采用喇叭天线在100 mm距离下发射25 dBm连续波（continuous-wave, CW）辐射下进行（细节详见附录A中的S8节）。如图2（g）所示，即使在谐振频率下（测量值为4.94 GHz，与模拟值4.92 GHz略有偏离）的强连续波辐射对透射率曲线也只有轻微的干扰。在4.94 GHz的连续波辐射干扰下，固定压控振荡器输出频率（数模转换器电压）和收集4.94 GHz的检测器响应[模数转换器电压（V ADC）]测量的模数转换器电压偏移如图2（h）所示。由于z极化干扰是谐振模式的主要极化分量，与人工表面等离激元谐振器的耦合更强，因此会产生更大的偏移量。对于z极化干扰，图2（h）中的标准差为0.0067 V，对应的信噪比为46 dB（定义为信号功率与噪声功率之比，在本研究中采用dB作为计量单位），作为参考的V ADC的平均值为1.33 V [6]。除频率扫描模式外，传感器还在谐振跟踪模式下进行测试。在4.94 GHz 25 dBm的z极化干扰下，谐振跟踪测试的总信噪比[图2（i）中的V out是谐振跟踪方案的电压信号输出，下文中将进行定义并详细讨论]从69 dB下降到55 dB [图2（i）]。从辐射角度分析，本文设计的人工表面等离激元谐振器的辐射效率为-17 dB。传感谐振器产生的辐射很小，整个传感系统的辐射主要来自蓝牙模块。人工表面等离激元谐振器和软件定义谐振跟踪方案有助于实现良好的电磁兼容性能。从硬件的角度来看，软件定义方案最大限度地减化了硬件电路，并允许在超紧凑的印刷电路板中实现（1.8 cm × 1.2 cm，入射波长为6.07 cm）。与较大的电路板和更复杂的布线相比，从电路板耦合进来的干扰功率显著降低了。从软件的角度来看，由于采用实时锁定算法，V out（信噪比为55 dB）中的噪声水平相比V ADC（信噪比为46 dB）被进一步抑制，如图2（h）和（i）所示。

2.3 智能谐振跟踪方案

本文中，我们采用了Pound-Drever-Hall (PDH)锁频方法，使用与谐振偏移成比例的误差信号来检测人工表面等离激元谐振器的谐振偏移。它将压控振荡器输出频率锁定在人工表面等离激元谐振器的瞬时谐振频率。PDH锁频最初被提出并用于激光稳频环路[51‒52]。其在光学微腔传感[6‒8]、干涉引力波探测器[53]和高保真量子控制[54]中展现了出色的精度和时间分辨率，PDH锁频也已经发展到这些广泛的领域。然而，PDH锁频环路的控制参数的预先确定通常依靠经验，且很大程度影响了其效果[55‒56]。本文中我们开发了一种PDH锁定方案，采用自编程的单片机算法进行操作，从而最小化了电路尺寸并实现了高精度，控制参数也可根据目标谐振自适应地确定。

本文所提出的方案框图如图3（a）所示，概念基础如图3（b）所示。通过如图3（a）所示的环路，将压控振荡器的输出频率瞬间锁定到人工表面等离激元的谐振频率上；其瞬时控制电压作为谐振跟踪信号V out输出。因此，V out与谐振频率呈正相关，并相对于目标信号移动。方波调制信号用于调谐V DAC，通过上下跳频实现，相当于正弦调制信号每个周期只有两个采样点。因此，使用相同的单片机时钟配置下，方波信号具备比任何其他调制函数更高的数据速率。除了Error信号中的常数系数，谐振跟踪效果与正弦调制相同，如附录A中的S9节和S10节的数学推导和Simulink仿真所示。我们的单片机算法中的离散运算，确定调制数据速率时考虑了调制电压的上升时间和操作环路的时间延迟（附录A中的S11节和S12节）。基于8 MHz、12位单片机、921600比特每秒（bps）的波特率，我们实现了每秒2272个数据点的稳定数据速率。本文提出的谐振跟踪方案在短时间内通过几个计算步骤产生输出数据，在相同的时间周期下，由单片机振荡器和波特率决定的数据速率比普通频率扫描方案高。

PDH锁定的控制参数可根据透射率频谱自动计算[图3（b）]。图3（b）中的T表示透过率，T′是它的导数。在传感过程中，T曲线和T′曲线都会移动。为清晰起见，图3（b）中只展示了T′曲线。图3（a）中V DAC的起始值（V 0）[相当于图3（b）中的f 0]由谐振谷的位置确定。调制信号的幅度（A m）一般应与谐振带宽成正比；否则，在一个周期调制过程中产生的透射率差值可能被噪声淹没。如图3（b）所示，可从T谱中计算出T′，A m确定为T′最大值与最小值之间宽度的1/8。A m的值是在谐振跟踪过程开始时计算的。系数1/8是个经验值；我们测试了不同品质因子的谐振，发现1/8值在大多数情况下具备良好的信噪比。根据图2（d）中检测电路测量的透射率谱，并将水平坐标校准为频率，确定A m值为6 MHz。在谐振跟踪时，工作频率为4.9 GHz下的瞬时工作带宽为12 MHz。与频率扫描的方法相比，谐振锁定方法占用的频谱资源得到明显的改善。

比例-积分-微分（PID）控制器的三个控制参数K p、K i和K d对PDH锁定环的稳定运行和精确检测至关重要。尽管有Ziegler-Nichols [57]等调谐方法，但是仍然只能依靠经验来确定这些参数。PID控制器根据误差信号产生反馈电压并传输到V DAC（在单片机算法中取T′）。在我们的方法中，积分项（K i）演变成每个反馈步骤的叠加，K p和K d设为零。如图3（b）中的调制三角形所示，每一步的反馈信号与T′成正比：

- Δ f = K i ⋅ T '

其中，∆f是频移。为方便起见，将参数K定义为T′的斜率的倒数：

K = 1 / T ' '

其中，T′′是T的二阶导数。

K i的值由K确定。当K i = K时，反馈等于频移[图3（b）中绿色曲线向蓝色曲线的偏移]。因此，通过对T′的线性近似，可以在一个周期调制信号内，将压控振荡器频率移至新的瞬时谐振位置。T′′是在[-3A m, 3A m]区间内利用T′的线性最小二乘回归计算得到的。通过将K i从K值逐渐减小，响应逐渐接近目标信号。相较于目标信号变化速率，我们传感器的数据速率足够高，而较大的K i值会导致PID控制中的超调和振荡，为实现较低的噪声水平，选择较小的K i值更合适。如附录A中的S10节和S13节所示，我们通过Simulink仿真分析了有和无热噪声情况下K i对PDH谐振跟踪的影响。如图3（c）所示，对于K i = K、0.5K、0.2K和0.1K几种情况，测量到的信噪比分别为48 dB、53 dB、60 dB和62 dB。然而如果使用过小的K i值（如K i = 0.001K），则响应信号V out可能会滞后于目标信号。PID控制参数的自动确定具有广泛的应用潜力，适用于任何使用PDH锁定的谐振系统。无论是微波、光学频率，还是机械、声学谐振的电磁谐振式传感，都可以采用这一方法。自动确定功能还可扩展至激光稳频和原子力显微镜（atomic force microscopy, AFM）的探针跟踪。在本研究中，由于压控振荡器的工作波段内仅存在单一谐振峰，自动测定过程被设计为针对单一谐振的参数优化。而对于存在多个谐振的情况，则需要分别为每个谐振确定其对应的PID控制参数。

功率谱密度（power spectrum density, PSD）描述了功率随频率的分布，定义为对输出电压V out(t)噪声水平的傅里叶变换[6‒7]。图3（d）显示了根据图2（c）中K i = 0.1K曲线计算得到的功率谱密度。经高斯分布函数拟合后的K i = 0.1K信号直方图如图3（e）所示[6‒7]。结果表明，噪声服从高斯分布，而非低频下噪声水平较高的白噪声。硬件电路在V DAC下测得的热噪声为67 dB（详见第S13节）。这一噪声特性与文献中光学谐振器PDH锁相的噪声水平相一致[6‒7]。在软件定义的PDH方案中，中值滤波器可以有效处理噪声。图3（f）显示了使用窗口大小为300的中值滤波器处理前后的数据。中值滤波器将每个点设置为窗口内所有点的中位值。通过中值滤波器处理后，信噪比从62 dB提高至69 dB（K i = 0.1K情况下）。虽然更大的窗口尺寸可以进一步提升信噪比，但可能会模糊信号的细节，因此窗口大小应根据数据速率和目标信号趋势合理设定。

2.4 丙酮蒸气传感系统演示

为验证可行性，本文设计完成的小型化传感系统采用聚二甲硅氧烷薄膜作为传感材料进行丙酮蒸气的传感测试。此前已有关于丙酮浓度与聚二甲硅氧烷有效介电常数之间关系的研究，为本次传感验证提供了理论依据[43‒48]。传感信号直接使用输出电压V out，其坐标和单位与图3所示一致。图4（a）展示了传感系统的工作流程。附录A中的视频S1以及图4（a）的（ii）、（iii）中展示了频率扫描与谐振跟踪过程，动态反映了系统在这两种模式下的表现。PDH锁定从自动计算的A m和K i = K开始，用户可在PID设置页面手动调整这些参数，并通过手机查看自动计算的参考值。谐振跟踪数据经过窗口大小为300的中值滤波器处理，利用“平滑”功能进一步应用窗口大小为3000的中值过滤器进行数据平滑显示。设计的“Relock”功能允许重新启动自动计算控制参数的谐振跟踪模式，解决了PDH锁定中常见的失效问题（即当目标信号发生突变或PID参数不合适时，锁定可能失效）。关于小型化传感系统与手机或计算机之间的数据采集方法，详见附录A中的S14节。

图4（b）展示了运行状态下的传感系统和手机。除了印刷电路板之外，只需要一个纽扣电池来供电。如附录A中的S15节所示，对于丙酮蒸气传感，我们构建了一个动态气体混合系统来控制丙酮蒸气浓度，流量速率固定在1 L∙min-1，以减少气流可能引起的温度抖动。我们使用了一个窗口大小为3000的中值滤波器。随着丙酮蒸气浓度增加，传感系统的响应电压V out如图4（c）所示。V out随着丙酮蒸气浓度的增加而下降。12 min后空气流动，V out随着聚二甲硅氧烷薄膜吸收的丙酮挥发而上升。当丙酮蒸气浓度从0增加到10 000 ppm时，V out改变了大约0.04 V（对于丙酮蒸气，1 ppm = 0.386 mg∙m-3）。假设V out对丙酮蒸气浓度呈线性响应，置信因子为3.2 [58‒59]，则检测极限计算如下：

D e t e c t i o n   l i m i t   =   3.2   ×   5.3   ×   10 - 4   V   ×   ( 10   000   p p m   /   0.04   V )   =   425   p p m

其中，根据69 dB的信噪比，标准差为5.3×10-4 V，基线约为1.5 V。检测极限仅为丙酮爆炸下限的1/58 [60]。对连续的丙酮和空气脉冲的响应显示在图4（d）中。这些反应是可重复的，并且对丙酮的吸收是可逆的。比较图4（c）和（d）中10 000 ppm的信号，观察到轻微的滞后，这属于气体传感中的常见现象[61]（详见附录A中的S16节）。丙酮蒸发的定性监测见附录A中的视频S2。

检测极限和动态范围取决于传感系统和敏感材料。本文聚焦于电磁原理和电路系统的研究，展现了突出的灵敏度和信噪比，并有望实现更有前景的检测极限。我们可以采用更敏感的材料来代替聚二甲硅氧烷，以提高丙酮蒸气检测极限[55‒56]。

3 结论

我们报道了一款超小型化、高灵敏度、高精度且智能化的无线微波人工表面等离激元传感系统，并验证了其在丙酮蒸气传感中的应用。该系统提出的人工表面等离激元谐振器有效解决了微波谐振传感器在灵敏度和电磁干扰方面的关键问题。软件定义的谐振跟踪方案不仅最大限度减少了硬件电路和频谱资源的消耗，还实现了智能化的谐振频移检测，自适应调整目标谐振。这项技术同样适用于可集成到平面电路中的其他印刷式谐振器，以及基于刚性或柔性电路板的射频识别标签。更广泛地，基于单片机的小型化智能化的PDH锁定技术可以扩展应用于集成在印刷电路板上的机械和声学谐振传感器中。该传感系统的超高集成度和检测精度充分展示了其在智能家居和物联网中的应用潜力。

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