结合偏振复用和铁磁非互易性实现全双工无线系统的带内超高隔离度

Amir Afshani ,  吴柯

工程（英文） ›› 2024, Vol. 40 ›› Issue (9) : 192 -201.

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工程（英文） ›› 2024, Vol. 40 ›› Issue (9) : 192 -201. DOI: 10.1016/j.eng.2024.02.007
研究论文

结合偏振复用和铁磁非互易性实现全双工无线系统的带内超高隔离度

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Combining Polarization-Division Multiplexing and Ferromagnetic Nonreciprocity to Achieve In-Band Ultra-High Isolation for Full-Duplex Wireless Systems

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摘要

带内全双工（IBFD）无线系统是6G及未来通信技术的一个有前景的候选方案，其通过支持信号在带内同步收发来实现数据吞吐量的翻倍，并大幅降低传输延迟。启用IBFD系统需要大幅降低发射机（Tx）对接收机（Rx）信道的强自干扰（SI）信号。然而，目前解决这一挑战的最先进的方法在性能、成本和复杂性方面都是低效的，阻碍了IBFD技术的商业化。在本研究中，我们设计并演示了一种创新的方法来实现IBFD系统，该系统在全无源模块中凭借低成本和低复杂度的架构展现出了卓越的性能。我们的方案是基于精心结合偏振复用（PDM）与铁磁非互易性实现Tx和Rx通道之间的超高隔离度。这种前所未有的概念已经具备可行性，这得益于首次引入的新组件并行双模循环器以及能够将两个正交偏振波转换为两个正交波导模式的双模波导。此外，我们提出了一种独特的无源可调谐二次SI抵消（SIC）机制，该机制嵌入在所提出的模块中，并在相对较宽的带宽上提高了隔离度。我们仅在模拟域报道了在感兴趣的中心频率上，在340 MHz、101 MHz和33 MHz带宽上实现50 dB、70 dB和80 dB的隔离度，且具有优异的调谐能力。此外，该模块在两个真实的IBFD场景中进行了测试，以评估存在Tx强干扰信号时，该模块在Tx到Rx泄漏和调制误差方面的性能。

Abstract

The in-band full-duplex (IBFD) wireless system is a promising candidate for 6G and beyond, as it can double data throughput and enormously lower transmission latency by supporting simultaneous in-band transmission and reception of signals. Enabling IBFD systems requires a substantial mitigation of a transmitter (Tx)’s strong self-interference (SI) signal into the receiver (Rx) channel. However, current state-of-the-art approaches to tackle this challenge are inefficient in terms of performance, cost, and complexity, hindering the commercialization of IBFD techniques. In this work, we devise and demonstrate an innovative approach to realize IBFD systems that exhibit superior performance with a low-cost and less-complex architecture in an all-passive module. Our scheme is based on meticulously combining polarization-division multiplexing (PDM) with ferromagnetic nonreciprocity to achieve ultra-high isolation between Tx and Rx channels. Such an unprecedented conception has become feasible thanks to a concurrent dual-mode circulator—a new component introduced for the first time—as a key feature of our module, and a dual-mode waveguide that transforms two orthogonally polarized waves into two orthogonal waveguide modes. In addition, we propose a unique passive tunable secondary SI cancellation (SIC) mechanism, which is embedded within the proposed module and boosts the isolation over a relatively broad bandwidth. We report, solely in the analog domain, experimental isolation levels of 50, 70, and 80 dB over 340, 101, and 33 MHz bandwidth at the center frequency of interest, respectively, with excellent tuning capability. Furthermore, the module is tested in two real IBFD scenarios to assess its performance in connection with Tx-to-Rx leakage and modulation error in the presence of a Tx’s strong interference signal.

关键词

带内全双工收发器 / 6G / 偏振分割多路复用 / 双模非互易性

Key words

In-band full-duplex transceiver / 6G / Polarization-division multiplexing / Dual-mode nonreciprocity

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Amir Afshani,吴柯. 结合偏振复用和铁磁非互易性实现全双工无线系统的带内超高隔离度[J]. 工程（英文）, 2024, 40(9): 192-201 DOI:10.1016/j.eng.2024.02.007

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1 引言

在智能物联网（IoT）和多输入多输出（MIMO）系统等新兴5G/6G无线应用中，对更高数据速率、更低通信延迟、更好能效和更高系统可靠性的需求日益增长，这为多功能射频（RF）电子设备和系统的发展带来了许多技术挑战[1‒4]。事实上，这些挑战与当前无线通信系统前端架构的基础性压力和能力不足密切相关，尽管它们在一个多世纪以来取得了巨大成功，但仍需要进行范式转变。一项有望满足上述期望的候选技术是带内全双工（IBFD）技术。该方案允许同时进行带内信号传输和接收，这使数据吞吐量加倍并大大降低了系统延迟。此外，IBFD系统将在无线电和雷达模式下自然运行，提供一种直接的方法来开发联合雷达和通信系统或集成传感和通信（ISAC）系统，用于未来智能无线系统[5‒8]的多功能相互作用和融合。

IBFD无线系统基本成功的关键在于在模拟域中对发射机（Tx）到接收机（Rx）的交叉信道干扰（也称为自干扰，SI）进行强效抑制，使其降至噪声本底水平，并在足够宽的频带范围保持这一抑制效果。模拟域SI消除（SIC）必须至少达到60 dB [9]，以避免模数（A/D）转换器（ADC）的饱和，这通常是沿前端模拟路径分两阶段实现的。作为SI抑制的初级阶段，主动或被动循环器[10‒15]和双偏振（DP）[16‒19]天线是实现紧凑单天线配置的两种常用方法，分别将Tx和Rx信号复用，利用波传播的非互易性和偏振正交性，得到约25~45 dB的SIC。

为在实践中实现IBFD概念，需要二级SIC方案将隔离度提高到60 dB以上，其中有源SIC技术似乎占主导地位[9]。原则上，有源SIC方案依赖于创建Tx信号的副本，操纵其相位和振幅以匹配剩余SI信号，然后将其从Rx链减去，进一步增强Tx到Rx的隔离度。在有源SIC电路中，衰减器和移相器等不同组件受到与传播信号相关的不同相位速度的影响，对Tx和Rx信号的主路径有不同的色散。因此，有源SIC方法本质上是窄带的。为了创建宽带有源SIC技术，应使用更多的抽头来在更多离散点上操纵抽头Tx信号，尽管这会显著增加复杂性。此外，有源SIC方法具有射频前端频率可调性，这是未来无线系统的一个重要特征。迄今为止，单天线可调谐集成IBFD系统的最佳性能与一种有源技术相关。据报道，该技术在80 MHz带宽上的模拟隔离度为65 dB [20]，尽管该设计在Tx和Rx信号路径上都存在超过3 dB的巨大插入损耗。

但是，宽带有源SIC技术被许多缺点所困扰，这些缺点对IBFD系统的广泛和成功商业化构成了不可逾越的障碍。这是因为它们在吞吐量和延迟方面的性能增益与其相关缺点不相称，使得IBFD系统与其他现有无线系统体系结构相比没有吸引力。可预见的缺点包括直流电（DC）功耗的大幅增加、显著的设计复杂性、生产成本的增加、可调性有限、低功率处理能力以及由于使用有源组件而导致的非线性失真[21]。因此得出结论，尽管近年来进行了大量的研究和尝试 [20‒30]，IBFD解决方案还远未成熟，对于广泛宣传的泛在无线系统来说，并不具备实际可用性。因此，需要一种颠覆性的方法来实现在带宽、隔离度、高功率处理和可调性方面的高性能、低能耗、经济高效以及更简单的体系结构。

非互易和多路复用是隔离两个射频信号通道的常用方法。虽然各种多路复用方案在Rx和Tx之间创建了多个独立的正交通道以增加网络容量或隔离Tx和Rx信号，但通过分离正向和反向波，设置了非互易组件，以隔离同一通道上的Tx和Rx信号。本研究提出了一种结合铁磁非互易性和极化分割复用（PDM）方案的方法，并实现Rx和Tx通道之间的带内超高隔离度。本研究设计了一种DP天线，通过使用垂直和水平线性偏振对带内收发信号进行多路复用来实现PDM。将PDM和非互易性相结合的解决方案的关键组件是并行双模（DM）循环器，每个模式分配给一个极化。我们在最近的研究[31]中首次提出并演示了DM循环器；它同时在两个正交波导模式（TE10和TE20）下工作。此外，DP天线和DM循环器集成在一个DM波导中，该波导通过将正交极化的Rx和Tx信号转换为正交波导模式在这两个组件之间发挥中间作用。

此外，该研究还发现和演示了一种独特的无源可调谐的二次SIC方案，该方案内生于所提议的模块，并可以大大提高隔离度。在该方案中，DM波导内的模式转换是通过对铁氧体施加非对称磁偏置来实现的，从而产生Tx信号的副本，其振幅和相位可以分别操纵，用于SIC。最后，我们的方法通过测量和系统级演示得到了验证。实验显示，该高度可调谐模块在5 GHz时，在340 MHz、101 MHz和33 MHz带宽上具有50 dB、70 dB和80 dB模拟隔离度，优异的相邻频率隔离可调性以及极其简单和低成本的设计。另外由于其全无源结构，该模块还具有高功率处理能力和超高线性。

2 结合铁磁非互易性与PDM

传统的循环器-天线组合[图1（a）]已广泛应用于雷达。然而，这种配置不适用于DP天线，因为传统的循环器在单极化模式下工作。因此，受这种传统技术的启发，我们提出了一种对应的拓扑结构，包括DP天线、DM循环器和DM波导，以适应偏振和模式分集。在本质上，我们将DP天线视为PDM的双功能组件。因此，为将PDM与非互易性相结合，我们首先设计了一个DM循环器，它可以作为一个与DP天线兼容的双功能非互易性组件运行。接下来，我们将DM循环器和DP天线集成到DM波导中。该集成的DM循环器和DP天线模块的概念示意图如图1（b）所示，并与传统的单模、单极化配置进行了比较[图1（a）]。在图1（b）中，天线和循环器用两条不同颜色的线表示，分别表示这些组件的DP和DM性质。在该示意图中，水平偏振和第一波导模式（TE10）的链状组合被分配给Tx信号，而垂直偏振和第二波导模式（TE20）被分配给Rx信号。DM循环器被设置为在三个端口之间非互易地、同时循环两个TE10和TE20波。因此，由于循环器的非互易性和信号的模式正交性，Rx信号与Tx端口隔离。此外，如下一节所述，DM波导中的铁氧体提供了一个前所未有的无源可调谐二次SIC方案，该方案从根本上负责频率选择性SI抑制。

图1（c）提供了用于演示的建议模块的示意图，由六层组成（详细说明见附录A第S1节中的图S1，设计参数见附录A中的表S1）。第1层包含基板集成波导（SIW）[32]、DM循环器和用于贴片天线激励的T形辐射孔径。第2层和第3层用于部署屏蔽条带，以提供Tx和Rx信号，在一端激发波导并在另一端连接到外部Tx/Rx端口。虽然Tx和Rx端口在彼此附近实现，但它们之间的电磁（EM）耦合被抑制，原因有二。首先，采用条纹线和SIW技术，因为这些类型的传输线的屏蔽几何形状可以最大限度地减少电磁辐射，并避免两个信号之间不必要的耦合。其次，在这些层中部署了一些通孔来抑制与不连续性和制造公差相关的有害耦合。第4层和第5层形成厚DM腔，以增加天线的带宽。最后，在第6层上印刷方形贴片天线用于辐射。

图2模拟和描述了所提出模块内的电磁波传播。在这种情况下，由于极化和模式正交性，Tx和Rx信号分别在空气和电路域中呈正交传播。DP天线以两种不同的极化方式传输和接收无线信号。基板1中SIW上壁上的T形槽将水平和垂直偏振波分别正交转换为DM SIW内相应的TE10和TE20波导模式。正交TE10和TE20模式可以标记为共模和差模，它们的电场模式相对于中心平面分别是对称的和反对称的。在图2中，这两种模式在底部衬底内的DM波导中传播，并与它们各自的电场模式有区别。TE10和TE20模式的电场图分别呈半正弦波和全正弦波的横向分布。循环器集成在波导中，简单地利用两片铁氧体[31]的铁磁非互易性。铁氧体与外部静态磁场相偏置，使波导内的波相对于波的方向非互易地循环，而TE10和TE20模式的工作原理相似。这是第一次一个循环器同时运行两种模式，这是实现所提出的概念的主要原因。为了实现DM循环器，我们利用了在适当磁偏置[31,33‒34]的应用下表现出负有效磁导率的铁氧体。偏置磁导率为负的铁氧体板同时表现出三个显著特征。第一，由于铁氧体的介电常数（> 10）远高于波导衬底的介电常数（2.9），因此电磁场将基本局限于铁氧体介质。换句话说，铁氧体表现为介电质波导，将电磁波束缚于其中。第二，由于铁氧体的有效磁导率为负，铁氧体内部的波矢变成虚数，将波更多地限制在铁氧体界面中，并迫使波在铁氧体界面局部传播。第三，由于非互易性，波的传播只发生在铁氧体的一个界面上并随着传播方向或磁偏置方向的改变而发生交换。在本研究中，从波导的右到左入射的波在铁氧体板的内界面传播，而从波导的左到右入射的波在铁氧体板的外界面传播。

一般来说，当垂直极化的Rx信号激发贴片天线时，它向下穿过腔体，激发T形孔的纵截面，形成波导中的TE20模式。TE20模式波向环流器传播。由于铁氧体的非互易性，波在两块铁氧体的内部界面之间传播，到达波导的另一端，在那里它通过微分孔在顶层磁耦合成一条带状线。孔径是差分的，因为只有孔径下有纵向磁场的TE20模式可以耦合进去；TE10模式不能耦合，因为它没有孔径下磁场的纵向分量。带状线连接到端口2，该端口被分配给Rx信号。

另一方面，入射到端口1上的Tx信号在带状线上传播，该带状线在普通模式下分为两条相同和平行的线。两个带状线中的两个信号通过一个通孔向波导-循环器结传播，该通孔将射频信号从顶层传输到底层。从循环器的侧端口入射的两个共模信号在向天线传播时被引导到铁氧体板的外部接口。由于信号的两个部分处于共模，它们激发波导内部的TE10模式。TE10模式激发孔的横截面并通过腔向上移动，使贴片天线以水平偏振辐射。

制作了所提出的模块，测量结果如图3所示。通过与仿真结果相比，验证了所提理论的正确性。从图3（d）可以看出，该模块的带宽约为700 MHz，返回损耗为10 dB。此外，图3（e）显示，在320 MHz带宽下，Tx到Rx端口的SIC优于50 dB。该器件的完整的S参数响应如附录A第S2节中的图S2所示。隔离度似乎受到制造公差的限制，因为结构内部产生了不对称，这会导致两种模式和（或）极化之间不希望的交叉耦合，从而降低隔离度。在下一节中，我们将展示如何利用交叉耦合机制，通过创建有意控制的不对称性来消除剩余的SI。

3 固有的无源可调谐二次SIC

由于固有的无源可调谐二次SIC方案自然嵌入在所提出的方法中，因此通过轻微扰动铁氧体的磁偏置，可以将隔离度在相对较宽的带宽上提高到70 dB以上。众所周知，在波导[33‒34]中存在非对称扰动时，模式相互耦合。因此我们提出，如果所产生信号的振幅和相位都是可控的，那么从TE10（Tx）至TE20（Rx）信号的耦合可以识别为SIC信号。在本研究中，通过部分不对称磁偏置扰动（PAMBP）完成并证明了相位和振幅调谐。通过“不对称”磁偏置扰动，我们认为施加在两个铁氧体片上的磁偏置略有不同，导致了从TE10到TE20模式的小模态转换，并在Rx通道中生成Tx信号的副本。所产生信号的振幅取决于磁偏置差的水平。相比之下，“部分不对称”指的是磁偏置扰动仅施加在铁氧体的一部分上。设置不对称扰动区域的长度来确定所产生信号的相位，且该长度可以被平滑地控制，这一点将在下文中详细说明。此外，当Tx信号被输入到铁氧体结的中心并且向天线端非互易地移动时，不对称性施加在铁氧体结的哪一端是很重要的。换句话说，PAMBP的位置也会影响所生成信号的相位。图4（a）所示的原理图说明了PAMBP如何干扰DM波导的对称性，从而产生可调谐的TE20信号。在该图中，共模信号被横向施加到DM波导上，激发TE10波向端口2传播。通过施加PAMBP，生成TE20信号并将其向两个端口传播。指向端口2的TE20信号在图中没有显示，因为TE10信号明显更强。如图所示，可以通过调整PAMBP的强度和PAMBP所覆盖区域的长度来分别调谐TE20波的振幅和相位。关于所提出的无源可调谐二次SIC方案中的振幅和相位调谐机制的更多解释和模拟可以在附录A第S3节中找到。为了阐明模式转换的概念，附录A中的图S3在概念上分别说明了振幅和相位调谐的模式转换过程。此外，为了证实所讨论的概念，附录A中的图S4给出了在选定的振幅和相位调谐情况下的电场模式的模拟。

我们模拟了电磁波在PAMBP作用下的传播情况，从而阐述了所提出的无源可调谐的二次SIC方案；当中心频率为5 GHz时，相位和振幅的变化见图4（b）和（c）。在这些图中，ΔH轴表示两个铁氧体块的磁偏置强度的差异。Lf Δ H 轴表示两个方向的不对称性的长度。左侧部分表示铁氧体左端靠近Rx端口的PAMBP的起源并向右侧逐渐增加。轴的右侧部分表示，PAMBP起源于靠近天线的铁氧体的右端并向另一端增加。

从图中可以看出，SIC信号的相位只依赖于PAMBP的长度和位置。此外，无论PAMBP水平是正还是负，相位都经历了180°的突然相移。考虑到所有这些方面，可以观察到，实现了连续且大于360°的相位调谐。生成的SIC信号的振幅取决于所有三个参数，尽管不对称的“水平”具有主导作用，可用来独立调整期望的振幅。因此，通过这三个变量参数，可以实现对生成的SIC信号的完全操控。

这里我们指出两点。首先，由于PAMBP可以改变SIC信号的相位，它可以改变和调整峰值隔离度的频率，因为相位和频率相互关联的。其次，由于生成的SIC信号在泄漏信号传播的同一波导内被操纵，因此两个信号具有相似的色散，与其他二次SIC方法相比产生更大的隔离带宽。换句话说，由于二次SIC是设备固有的且所有泄漏和SIC信号被设置为共享相同的传播介质，因此所有信号的色散是相似的，并且可以期望产生更大的隔离带宽。实现如此大的隔离带宽的瓶颈与天线的动态和附近物体的反射有关。

在不同的PAMBP条件下，对该模块进行了测量，结果如图4（d）~（f）所示。图4（d）描述了一个频率可调谐响应，该响应在340 MHz带宽上具有超过50 dB的隔离度，而在设备的整个工作带宽范围内，频率可调谐衰减很小。同样，图4（e）显示了一个更具挑战性的标准，即70 dB隔离度，它在101 MHz的带宽上实现，同时在相邻频率上有效调谐。最后，图4（f）显示了一个更大的隔离度（80 dB），中心频率带宽为33 MHz，同样具有令人印象深刻的频率调谐性。调谐机制是使用射频磁片实现的，如附录A中的图S5所示。关于所提组件的频率调谐的更多信息见附录A中的第S4节。

这些图显示了两个重要特征：首先，隔离级别可以在相当大的带宽内提高到80 dB，这在当前的技术水平下，是一项显著的性能表现。其次，峰值隔离度具有很强的频率可调性，这是全双工系统的一个关键特征。

4 全双工收发器演示

为了评估所提出的模块在真实的全双工系统中的性能，进行了两组测量。在第一个演示中，我们在真实的IBFD场景下对所提出模块的隔离度进行了测量，同时在Tx端口施加了一个真实的脉冲形调制信号。此外，为了将所提出模块的性能与最先进的方法进行比较，我们设计了一个单抽头有源SI消子电路，如附录A中的图S6所示，该电路与DP天线一起使用（更多信息见附录A中的第S5节）。

两种情况下的测量结果如图5所示（测量装置的照片见附录A中的图S7）。在这些测量中，Tx链传输一个64-正交振幅调制（QAM）信号，带宽为90 MHz，平均功率为10 dBm。由于该设备是无源的，我们可以使用更高的输入功率。然而，功率放大器（PA）的非线性会导致显著的信道频谱再生，从而使信号带宽控制变得困难。

DP天线和有源SIC电路的测量结果如图5（b）所示。该实验表明，DP天线在宽带宽上可以产生高达42 dB的SIC。但是，通过调整有源SIC电路，SIC在一个明显较窄的带宽（小于5 MHz）上得到提升。作为替代方案，图5（c）显示了在没有射频抵消器的情况下所提议模块的测量结果。该图表明，所提出的模块可以在输入信号的整个90 MHz带宽上抑制高达70 dB的SI信号。这两个结果的主要差异以及所提出的全无源模块的突出性能表明，我们的模块是全双工无线系统的有效解决方案。关于此测量的更多信息请参见附录A中的第S6节。

在第二个测量中，在提议的模块和单独的发射天线之间创建一个通信链路，以在存在来自Tx端口的强SI信号的情况下，评估Rx的误差矢量幅度（EVM）。通信链路的测量配置如图6（a）所示。其中60 cm的距离分隔了两个节点，导致42 dB的射频路径损失。该测量装置的原理图和照片如附录A中的图S8所示。但是，考虑到每个天线的平均增益为8 dBi，而长电缆、连接器和天线的插入损耗导致总射频损耗约为3 dB，从节点2到节点1的功率损耗约为29 dB。在本实验中，节点1的Tx端口以10 dBm的平均功率广播一个80 MHz、256-QAM的信号，这被视为节点1 Rx端口的噪声或干扰信号。节点2的Tx端口以不同的QAM和不同的输出功率传输80 MHz信号。本实验的带宽限制在80 MHz，因为我们实验室的二次矢量信号发生器（VSG）可以提供高达80 MHz的调制信号。本实验的目的是评估SI对各种调制方案和输入功率变化的接收信号的影响。因此，节点2的输出功率从+10~-30 dBm不等，转换为节点1的Rx端口处的接收功率为-19~-54 dBm。

图6（a）显示了几种调制方案的测量EVM，同时按照前面描述的方法对所需信号的接收功率进行扫描。可以看出，当输入功率下降时，EVM随着信噪比（SNR）的增加而上升。此外，由于EVM独立于调制方案，因此对所有调制的EVM的测量都会产生类似的结果。但是，部署不同的调制方案在数字通信中需要不同的EVM级别。例如，5G QAM方案的要求规定，正交相移键控（QPSK）、16-QAM、64-QAM和256-QAM信号的最大EVM分别为17.5%、12.5%、8%和3.5% [35]。

在输入功率为-19 dBm的情况下，256-QAM、64-QAM和16-QAM方案的接收信号的QAM星座图如图6（c）~（e）所示，而在最大允许功率的情况下，256-QAM、64-QAM和16-QAM方案的星座图如图6（f）~（h）所示，分别对应34 dBm、40 dBm和44 dBm的输入功率。此外，在输入功率为-19 dBm，最大允许功率分别为-47 dBm和-44 dBm时，我们测量和比较了QPSK和16-QAM的接收信号的眼图，如图6（i）~（l）所示。这些测量结果表明，在来自Tx的强干扰下实现的全双工无线电中，Rx能够感知和解调各种复杂信号。此外，每个接收的调制信号的测量EVM显示，超过70 dB的SI被成功抑制。关于通信链路测量的详细信息见附录A中的第S7节。此外，在附录A的第S8节中，还提供了有关装置制造、模拟和测量方法的信息。

表1 [20,24‒27,36‒38]总结并比较了我们的研究与已发表的关注模拟领域的全双工无线电系统的最先进研究。该表凸出了我们的研究在多个维度上的独特优势。首先，本研究的方法在每带宽的总隔离度方面表现最优，超过了以往的所有研究成果。其次，本研究展现出极佳的可调性，而这是许多现有的研究和解决方案都明显缺乏的特性。再次，利用SIW结构，我们的解决方案相较于集成电路（IC）而言，能在更高的功率水平下运行。该属性促进了与其他有源SIC方法的无缝集成，从而实现了在超高功率应用的模拟领域的增强隔离度。更重要的是，我们的方案完全是无源的，因此相较于那些最先进的替代方案，它在简化和降低成本方面具有显著优势。

5 结论

本研究提出了一种基本方法，通过在前端实现模拟域的超高隔离度，来推动全双工收发器的开发。理论上，我们的方法基于通过一个并行DM循环器将铁磁非互易性与PDM相结合。此外，我们还证实，所提出的DM循环器包含一个独特的固有无源可调的二次SIC方案，可以提高隔离度。我们预见，无源可调谐的二次SIC方案将成为宽带SIC方法中的一个颠覆性解决方案，因为它不仅优于现有最先进的技术，而且还是一个无源组件。通过各种测量和系统级演示验证，我们提出的解决方案在340 MHz、101 MHz和33 MHz带宽上分别实现了50 dB、70 dB和80 dB的隔离度，具有良好的频率可调性。

为了在未来的无线系统中受益于IBFD并广泛部署此类系统，所提出的解决方案需要是低成本、低功耗，具有高可调谐性，同时能够处理高射频功率并能够避免额外复杂的电路。我们提出的全无源解决方案有潜力满足IBFD系统的这些要求，因为它同时汇集了所有提到的标准，同时在性能方面超过了最先进的解决方案。此外，本研究的解决方案中的天线可以很容易地扩展成阵列天线或许多其他类型的天线，具有很强的自适应性。

此外，我们还引入了一种全新的方法来解决模拟SIC现有解决方案的有限库问题。有趣的是，我们的方法也可以与这些技术相结合，以瞄准IBFD系统的新领域。例如，在基站中的某些特定应用中，Tx功率可能需要高达46 dBm。在这种情况下，模拟SIC必须大于100 dB，但由于功率处理和隔离度的限制，目前的系统还无法满足这一要求。然而，我们的解决方案可以作为主干架构并与现有的有源SIC技术和（或）大型阵列天线集成，将隔离度提高到大于100 dB的惊人值，同时在其输出端支持46 dBm的功率传输。

最后，我们设想，本研究的理论基础有潜力在一系列学科领域开辟新的研究方向。例如，材料工程的最新进展在开发新型磁性、铁磁性和多铁薄膜方面取得了显著突破，这些薄膜可以取代铁氧体材料[39‒41]。这些材料可以被应用到我们的方法中，以实现设计的小型化和毫米波频率的应用。另一个例子是探索不同类型的有源循环器的组合模式和偏振多样性理论是。

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