面向B5G/6G应用的单板集成毫米波非对称全数字波束成形阵列

工程（英文） ›› 2024, Vol. 41 ›› Issue (10) : 38 -53. DOI: 10.1016/j.eng.2024.04.013

研究论文

林庆庆 ^a ,
徐俊 ^a^,^c ,
陈凯 ^a ,
王龙 ^a ,
李威 ^a ,
于志强 ^a ,
杨广琦 ^a ,
周健义 ^a^,^b ,
陈喆 ^a ,
陈继新 ^a^,^b ,
朱晓维 ^a^,^b ,
洪伟 ^a^,^b^,^c

作者信息 +

A Single-Board Integrated Millimeter-Wave Asymmetric Full-Digital Beamforming Array for B5G/6G Applications

Qingqing Lin ^a ,
Jun Xu ^a^,^c^,^* ,
Kai Chen ^a ,
Long Wang ^a ,
Wei Li ^a ,
Zhiqiang Yu ^a ,
Guangqi Yang ^a ,
Jianyi Zhou ^a^,^b ,
Zhe Chen ^a ,
Jixin Chen ^a^,^b ,
Xiaowei Zhu ^a^,^b ,
Wei Hong ^a^,^b^,^c^,^* ,

Author information +

文章历史 +

Received	Accepted	Published
2023-09-25	2024-04-08
Issue Date
2024-10-01

PDF (8649K)

摘要

本文开发了一种面向后第五代（B5G）和第六代（6G）移动通信的单板集成毫米波（mm-Wave）非对称全数字波束成形（AFDBF）阵列。该集成阵列通过在三维空间中设计垂直连接结构，有效地解决了在全数字阵列中大量端口设计布局的挑战，并成功地在单块电路板上独立集成了全数字发射（Tx）和接收（Rx）阵列。与传统的对称阵列不同，本文所提出的非对称阵列由正方形排列的8×8单元Tx阵列和L形排列的8+8单元Rx阵列构成。对于Tx和Rx阵列，相邻辐射单元之间的中心距离均为0.54λ ₀，其中，λ ₀是在27 GHz下的自由空间波长。与传统的砖块式全数字阵列相比，AFDBF阵列结构更为紧凑、系统硬件成本和功耗更低。此外，AFDBF阵列的能源效率优于混合波束形成阵列。测试结果表明，AFDBF阵列的工作频率为24.25~29.50 GHz。Tx阵列中的每个八单元线型阵列在方位面和俯仰面上均可实现-47°~+47°的扫描范围，每个八单元Rx线型阵列的实测扫描范围为-45°~+45°。在28.0 GHz频率下（考虑在功率饱和点），八单元Tx阵列的最大等效全向辐射功率（EIRP）为43.2 dBm。此外，当使用64-正交幅度调制（QAM）信号时，实测的误差矢量幅度（EVM）小于3%。

Abstract

In this article, a single-board integrated millimeter-wave (mm-Wave) asymmetric full-digital beamforming (AFDBF) array is developed for beyond-fifth-generation (B5G) and sixth-generation (6G) communications. The proposed integrated array effectively addresses the challenge of arranging a large number of ports in a full-digital array by designing vertical connections in a three-dimensional space and successfully integrating full-digital transmitting (Tx) and receiving (Rx) arrays independently in a single board. Unlike the traditional symmetric array, the proposed asymmetric array is composed of an 8 × 8 Tx array arranged in a square shape and an 8 + 8 Rx array arranged in an L shape. The center-to-center distance between two adjacent elements is 0.54λ₀ for both the Tx and Rx arrays, where λ₀ is the free-space wavelength at 27 GHz. The proposed AFDBF array possesses a more compact structure and lower system hardware cost and power consumption compared with conventional brick-type full-digital arrays. In addition, the energy efficiency of the proposed AFDBF array outperforms that of a hybrid beamforming array. The measurement results indicate that the operating frequency band of the proposed array is 24.25-29.50 GHz. An eight-element linear array within the Tx array can achieve a scanning angle ranging from −47° to +47° in both the azimuth and the elevation planes, and the measured scanning range of each eight-element Rx array is -45° to +45°. The measured maximum effective isotropic radiated power (EIRP) of the eight-element Tx array is 43.2 dBm at 28.0 GHz (considering the saturation point). Furthermore, the measured error vector magnitude (EVM) is less than 3% when 64-quadrature amplitude modulation (QAM) waveforms are used.

关键词

全数字波束成形阵列 / 非对称结构 / 单板集成 / 后第五代/第六代移动通信（B5G/6G） / 毫米波（mm-Wave）通信 / 复杂调制 / 印制电路板（PCB） / 垂直连接

Key words

Full-digital beamforming array / Asymmetric structure / Single-board integrated / Beyond fifth-generation and sixth-generation / Millimeter-wave communication / Complex modulation / Printed circuit board / Vertical connection

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林庆庆,徐俊,陈凯,王龙,李威,于志强,杨广琦,周健义,陈喆,陈继新,朱晓维,洪伟. 面向B5G/6G应用的单板集成毫米波非对称全数字波束成形阵列[J]. 工程（英文）, 2024, 41(10): 38-53 DOI:10.1016/j.eng.2024.04.013

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1 引言

毫米波（mm-Wave）频段具备丰富的频谱资源和极佳的可靠性优势，完美契合后第五代（B5G）和即将推出的第六代（6G）移动通信系统的超高传输速率和大容量的需求[1‒12]。尽管mm-Wave技术具有诸多优势，但也面临一些必须解决的重大挑战；特别是毫米波技术运用于更高频段，这导致器件尺寸更小、设计密度更高，同时也带来了布局方面的挑战[8,13‒16]。由于毫米波阵列期望实现高度集成，因此，单板集成设计比由多个电路组件组成的设计更受青睐[9‒10,15‒19]。通常，毫米波有源波束形成技术可分为三类：模拟波束成形（ABF）阵列[9‒10]、混合波束成形（HYBF）阵列[20‒22]和全数字波束成形（FDBF）阵列[8,15‒16,23‒27]。由于ABF和HYBF阵列具有低成本和实现简单的优势，因而得到了广泛的使用。然而，这两种技术的移相精度不足以及波束数量有限，限制了其在下一代移动通信中的进一步应用[1,8,23]。在文献[8]中，报道了一种运用于5G毫米波通信的4×16多输入多输出（MIMO）FDBF阵列。为了最大限度地提高灵活性和性能，该阵列的每个辐射单元都连接到一个独立的射频（RF）通道，并在数字基带中完成相移和幅度管理功能。然而，FDBF阵列存在显著的缺点，包括基带复杂、功耗高和成本高。为了降低制造成本和功耗，文献[23‒24]开发了具有非互易传输（Tx）和接收（Rx）波束模式的新型FDBF阵列架构。文献[23]中展示的FDBF阵列工作在6G以下频段，并受到有限频谱资源的限制。该阵列的每个辐射单元都独立地连接到Tx或Rx通道，并且通过双工器完成Tx模式或Rx模式的切换。在Tx模式下，所有的辐射单元被激励并作为Tx阵列工作，而在接收模式下，则选择部分辐射单元组成Rx阵列。文献[28‒29]对非对称全数字波束形成（AFDBF）阵列的性能进行了仿真和分析，与传统的对称全数字波束形成（SFDBF）阵列相比，AFDBF阵列在频谱效率方面表现更优，且系统成本和功耗更低。文献[8,23]中的FDBF阵列在x轴和y轴上以子阵列块的形式排列，并在z轴上堆叠形成砖块结构系统，其过大的尺寸和重量并不能满足B5G/6G通信系统对紧凑性和小型化的要求。为了降低复杂性和尺寸，目前也在开展大量关于单板波束形成阵列的研究。例如，文献[9‒10]提出了具有单板结构的宽带或双频段毫米波相控阵。此外，文献[15]还开发了一种面向雷达应用的单板数字波束形成阵列；该阵列在印制电路板（PCB）的一侧布置好所有中频（IF）传输线后，通过IF连接器与采样板和数字基带板连接。当阵列单元数量大幅度增加时，实现这种阵列变得具有挑战性，需要增加布局面积并连续弯曲RF传输线才能完成电路板设计。

本文设计、实现并测试了一种工作在24.25~29.50 GHz频段的单板集成AFDBF阵列，并基于文献[23]开展了进一步的性能评估。图1描绘了AFDBF阵列在基站（BS）的可能应用场景。在下行链路通信中，BS侧AFDBF阵列中的Tx阵列的规模大于BS侧SFDBF阵列中的Tx阵列的规模，这有助于提高天线阵列增益，并实现更远的传输距离。在上行链路通信中，由于BS侧AFDBF阵列中的Rx阵列的规模小于BS侧SFDBF阵列中的Rx阵列的规模，因此天线阵列增益有所降低。然而，AFDBF阵列中的Rx阵列的波束宽度有所增加，从而提供了更大的空间覆盖区域。同时，在用户终端（UT）侧AFDBF阵列中的Tx阵列的规模大于在UT侧SFDBF阵列中的Rx阵列的规模，这可以补偿在BS侧AFDBF阵列中Rx阵列的增益损失。然而，毫米波AFDBF阵列的实现面临若干挑战。首先，与6 GHz以下频段相比，毫米波频段下的器件和天线尺寸更小，这使得整个阵列对布局和尺寸合理优化更加敏感，增加了设计难度。其次，与相控阵架构[9‒10]相比，AFDBF阵列的每个天线单元都连接到一个独立的RF通道。随着阵列规模的增长，阵列中的端口总数急剧增加。在有限的PCB空间内合理设计所有端口极具挑战性。最后，处理不同频率下各种信号的干扰也是一个难题。

2 AFDBF阵列的性能分析

本文所提出的单板集成AFDBF阵列集成了一个由64个单元（8×8）组成的方形Tx阵列和一个由16个单元（8+8）组成的L形Rx阵列，如图2（a）所示。在Tx和Rx阵列周围均放置了哑元，以最小化辐射单元的边缘效应。图2（b）展示了AFDBF阵列的PCB叠层结构。全数字多通道芯片位于PCB的底层，辐射单元位于顶层。芯片和辐射单元通过垂直金属化过孔连接在一起，且这些芯片的IF端口均通过共面波导（GCPW）传输线连接到IF连接器。采用IF连接器可以更方便、更有效地将阵列连接到数字处理模块。与文献[23]中的设计相比，本文所提出的AFDBF阵列的Tx和Rx阵列采用分离的设计，它们分别由多个四通道Tx芯片和四通道Rx芯片以及对应的辐射单元组成。因此，可以在Tx和Rx阵列之间实现最佳隔离，同时也有效地避免因使用RF开关来选择Tx或Rx模式而产生的延迟。本文所提出的AFDBF阵列采用单板结构，与砖块式结构相比，在尺寸上更具优势。

AFDBF阵列架构要求每个天线单元配备独立的收发链路和模数转换器（ADC）/数模转换器（DAC），其中，波束成形是在数字域中完成的。与文献[9‒10]中的相控阵体系结构相比较，AFDBF阵列架构具有灵活的多波束能力、高波束成形精度、高预编码自由度和快速的波束指向速度。然而，使用模拟移相器的相控阵通常只产生一个波束。与数字域的调相相比，模拟移相器存在精度低、成本高和损耗大的缺点，这些已成为提高毫米波阵列性能的瓶颈[8,10,23,28]。综上所述，基于AFDBF的阵列有三大优势：①AFDBF的阵列能够同时传输多个数据流实现更高的容量。与模拟相控阵的系统相比，AFDBF的系统支持空间多路复用数据流。②由于在数字域中采用了数字预编码技术，AFDBF阵列可以实现极高的幅度和相位分辨率。③此外，对于正交频分复用（OFDM）等多载波信号，当信号带宽较宽时，AFDBF的阵列能够通过在每个资源块或子载波处进行独立的波束预编码来实现性能提升。宽带无线信道的特点是具有频率选择性特征，不同频段的信号具有不同的传播特性。基于AFDBF的系统能够为频带内的不同子载波分配独立的幅度和相位，而模拟相控阵系统只能为所有子载波分配相同的相位。这种卓越的波束成形控制能力使得基于AFDBF的系统能够在更宽的频率范围内实现最佳的传输性能。

2.1 AFDBF和SFDBF的基本性能关系

本文所提出的AFDBF阵列根据天线单元数可分为两种类型[图2（c）] [23‒24,28‒29]。在下行链路通信中，Ⅰ型阵列满足

N T B a A s y = a N T B a S y m (a > 1)

和

N R U A s y = 1 a N R U S y m (a > 1)

，其中，

N T B a A s y

和

N T B a S y m

分别为BS侧的AFDBF和传统SFDBF阵列中的Tx阵列的天线单元数量，

N R U A s y

和

N R U S y m

分别是UT侧的AFDBF和SFDBF阵列中的Rx阵列的天线单元数量，a是天线单元数量的比例因子。Ⅰ型Tx阵列的增益随着天线单元数量的增加而增加，更适合于远距离通信。此外，随着天线单元数量的减少，Rx阵列的波束宽度会变宽，这有助于与目标对准，并增强通信中波束的跟踪和发现性能。因此，Ⅰ型阵列可以同时为更多的用户提供服务。与Ⅰ型阵列相比，Ⅱ型阵列具有

N T B a A s y < N R B a S y m

的关系，这是上行链路高吞吐量需求的理想选择。由于在采样率相等的情况下，ADC的成本高于DAC的成本，因此本文选择Ⅰ型阵列进行分析。整个AFDBF阵列和SFDBF阵列中的Tx和Rx阵列的增益关系可以写成式（1）和式（2）[30]：

G t, i A B a = G t, i S B a + 10 l o g (a) (d B)

(1)

G r, j A u = G r, j S u - 10 l o g (a) (d B)

(2)

式中，

G t, i A B a

和

G t, i S B a

分别为BS侧的AFDBF和SFDBF阵列中的Tx阵列增益；

G r, j A u

和

G r, j S u

分别为UT侧的AFDBF和SFDBF阵列中的Rx阵列增益；i和j分别表示BS侧Tx阵列的第i个波束和UT侧Rx阵列的第j个波束。当在BS侧Tx阵列的第i个波束与UT侧Rx阵列的第j个波束之间建立通信链路时，下行链路通信中UT侧的AFDBF和SFDBF阵列中的Rx阵列接收到的信号功率分别可以写成式（3）和式（4）[30‒32]：

P r, i A u = P t, i A B a + G t, i A B a + G r, j A u - P L i j

(3)

P r, i S u = P t, i S B a + G t, i S B a + G r, j S u - P L i j

(4)

式中，

P t, i A B a

和

P t, i S B a

分别为BS侧的AFDBF和SFDBF阵列中的Tx阵列的发射输功率；

G t, i A B a

和

G t, i S B a

分别为BS侧的AFDBF和SFDBF阵列中的Tx阵列增益；

G r, j A u

和

G r, j S u

分别为UT侧AFDBF和SFDBF阵列中的Rx阵列增益；

P L i j

为传输路径损耗。这表明，当传输相同功率的信号（

P t, i A u

= P t, i S u

）时，无论是在AFDBF阵列还是在SFDBF阵列中，UT侧接收到的信号功率都是相等的。对上行链路通信中BS侧的接收功率也得出相同的结论（即

P r, i A B a

P r, i S B a

，其中，

P r, i A B a

和

P r, i S B a

分别表示上行链路通信中BS侧的AFDBF和SFDBF阵列中的Rx阵列的接收功率），这表明在这两种不同的阵列结构中，上行和下行链路通信是等效的。

2.2 在AFDBF和HYBF阵列之间的基本性能的比较

在下行链路通信中，AFDBF阵列中的Tx阵列中的辐射单元数为

N T B a A s y

，该数量等于在BS侧可支持K个波束（

N T B a A s y ≥ K

）的RF通道数。AFDBF阵列中的Tx阵列产生的每个波束的增益为

N T B a A s y G d, s

，其中，

G d, s

（

s = 1,2, …, N T B a A s y

）为每个辐射单元的增益，此处假设每个辐射单元具有相等的增益。HYBF阵列通常被分为

L

（

L = K

）个子阵列。每个子阵列包含

N T B a H y

（

N T B a H y ≥ K

）（

s = 1,2, …, N T B a A s y

）个辐射单元，其中，

N T B a H y

表示BS侧HYBF阵列中的每个Tx子阵列的辐射单元数量。HYBF阵列同样能够同时生成K个（每个子阵列产生一个波束）独立的波束。由于FDBF阵列利用了所有的辐射单元，而HYBF阵列仅利用了部分单元，因此，AFDBF阵列的天线孔径效率得到了提升。在HYBF阵列的Tx阵列中，

G m, a

（

a = 1,2, …, N T B a H Y

）表示每个辐射单元（

G d, s = G m, a

）的增益，并且通道数

L N T B a H y

等于辐射单元的数量。HYBF阵列中的Tx子阵列的增益可以表示为

N T B a H y G m, a

。此处，假设下行链路通信中两种类型的Tx阵列的每个Tx通道的发射功率均相等，为

P c h

(W)。由AFDBF阵列中的Tx阵列（

E I R P A f d

）和HYBF阵列中的Tx阵列（

E I R P h y

）产生的每个波束的最大等效全向辐射功率（EIRP）可以表示为式（5）和式（6），如文献[30‒32]中所示：

E I R P A f d = P t o t + G a r r a y + G a n t - 10 l o g K (d B m) = P c h N T B a A s y 2 G d, s / K (W)

(5)

E I R P h y = P c h N T B a H y 2 G m, a (W)

(6)

式中，

P t o t

为Tx阵列的总发射功率；

P c h

为Tx芯片的通道输出功率；

G a r r a y

和

G a n t

分别为天线阵列和单辐射单元的增益。当AFDBF阵列中的Tx阵列和HYBF阵列中的Tx阵列的EIRP相等时，两种类型阵列之间的辐射单元数量满足关系：

N T B a A s y = K N T B a H y

。这表明AFDBF阵列中的Tx阵列能够以较少的天线单元数量实现并达到与HYBF阵列中的Tx阵列相同的EIRP。

在上行链路通信中，将UT侧的发射功率密度表示为

S u t = E I R P / 4 π R 2

，其中，R是BS与UT之间的传输距离。BS侧的AFDBF阵列中的Rx阵列中的接收信号（

P r A f d

）[其中，Q是AFDBF阵列中Tx阵列与Rx阵列之间的辐射单元数量的比例因子，

N R B a A s y = N T B a A s y Q > K (Q > 1)

，

N R B a A s y

表示AFDBF阵列中的Rx阵列的辐射单元数]可表示为[32]：

P r A f d = S u t A r = E I R P λ 2 N R B a A s y G d r (4 π R) 2

(7)

式中，λ为自由空间波长；

A r

为Rx天线的有效面积；AFDBF和HYBF阵列中的Rx阵列中每个Rx通道的增益均等于

G d r

。在HYBF阵列中，Rx阵列包含

L N R B a H y

个天线单元，满足

N T B a H y = N R B a H y

（其中，

N R B a H y

为HYBF阵列中的每个Rx子阵列的辐射单元数），并且也被划分为L个子阵列。当传输相同的信号时，HYBF阵列中的Rx子阵列接收到的信号功率（

P r h y

）可以表示如下：

P r h y = E I R P λ 2 N R B a H y G d r (4 π R) 2

(8)

为了实现AFDBF和HYBF阵列中的Rx阵列达到相等的接收功率，天线单元的数量需要满足

N R B a A s y = N R B a H y

。AFDBF阵列和HYBF阵列中的RF通道总数应满足以下关系：

d = (N T B a A s y + N R B a A s y) - (N T B a H y L + N R B a H y L) = (L + 1 - 2 L) N T B a H y

(9)

式中，d为AFDBF阵列与HYBF阵列之间的总辐射单元数的比例关系。显然，当

L ≥ 2

时，AFDBF阵列比HYBF阵列需要更少的通道来实现相同的链路预算。

考虑一个配备有M个Tx和N个Rx天线单元的点对点MIMO系统。

S (t) = [S 1, ⋯, S t] T

是由BS侧的Tx阵列生成并传输给

t

个用户（

t ≤ M

）的数据流。信道容量

C

如式（10）所示[28,33]。

C = B 0 E H [l o g 2 d e t (I N + P t o t M B 0 N 0 H H H)]

(10)

式中，

E H (·)

为期望算子；

I N

为

N × N

单位矩阵；

H ∈ C N × M

为

N × M

信道矩阵，H表示共轭转置，

C

为复数域；

B 0

为系统的工作带宽；

N 0

为热噪声密度。文献中[28]对AFDBF阵列的能源效率进行了分析，结果表明其性能优于SFDBF和HYBF阵列。与传统的SFDBF相比，AFDBF阵列具有不对称数量的Tx和Rx辐射单元，这使得AFDBF阵列能够实现宽Rx波束和高增益窄Tx波束。此外，AFDBF阵列在保留传统SFDBF阵列优点的同时，大幅降低了功耗和系统硬件成本。

3 单板集成毫米波AFDBF阵列的实现

3.1 毫米波全数字发射机和接收机芯片

图中3（a）～（d）展示了毫米波Tx和Rx全数字芯片的原理图和封装图。这些芯片采用0.13 µm SiGe BiCMOS工艺制造，采用晶圆级芯片封装（WLCSP），球间距为400 µm，由东南大学毫米波全国重点实验室提供。Tx和Rx芯片的独立设计使得开发人员在确定收发阵列规模时具有很大的灵活性。表1总结了Tx和Rx芯片的性能指标。

3.2 线极化背腔天线设计

图4（a）展示了一种具有背腔结构的45°线极化天线；该天线由印制在第10层带状线通过蚀刻在第12层的H形缝隙进行耦合馈电，以拓宽阻抗带宽。馈电带状线通过金属准同轴垂直过渡结构与芯片的引脚相连；类似的设计在文献[34‒35]中也有提及。如图2（b）所示，整个天线单元由第9层至第16层的金属层构成，而第1层至第8层则用于设计布置收发机的其他传输线，如电源线和控制线。在第12层金属地中蚀刻了一个与文献[36]中设计类似的H形缝隙，作为耦合馈电缝隙。采用类似于文献[37]中设计的背腔结构，可有效减少阵列中相邻单元之间的耦合。该结构由通过第9层至第12层的金属化孔构成。由于金属化孔的高度接近天线中心频率处的四分之一波长，因此放置于天线四个边缘中心的四个金属化孔起到了四个单极子的作用，有助于拓宽波束宽度[38‒41]。

图4（b）展示了本文所设计的45°线极化背腔天线的仿真反射系数（|S ₁₁|）和增益。该天线实现了28%的-10 dB阻抗带宽，覆盖23.0～29.5 GHz频段，能够满足B5G/6G毫米波通信的要求。该天线单元在工作频带上的增益稳定在约5 dBi，波动范围在0.3 dB以内。图4（c）～（e）分别展示了45°线极化天线在24.0 GHz、27.0 GHz和29.5 GHz频率下的俯仰和方位面（E面和H面）的仿真主极化和交叉极化的辐射方向图。在E面和H面中，归一化交叉极化均低于-30 dB。在不同频率下，E面和H面辐射方向图的仿真3 dB波束宽度保持在120°和125°，这为5G毫米波BS应用提供了宽角度的波束扫描能力，从而增加了空间覆盖范围。

在本文所提出的AFDBF阵列中，每个天线单元均独立地连接到其对应的RF和IF通道。因此，随着阵列规模的增大，端口的总数会急剧增加。在有限的空间内设计一个单板集成的AFDBF阵列变得极具挑战性，因此需要以合理的方式设计布置大量的端口。显然，增加阵列单元之间的间距有助于设计。然而，在确定合理的单元间距之前，不仅要考虑与PCB布局和制造方面的挑战，而且要考虑天线阵列的性能，如耦合效应和波束扫描范围。此外，在选择阵列规模时，实验成本和资源消耗也是重要的考量因素。较大的阵列规模会导致过高的成本和资源消耗。考虑一个加性高斯白噪声（AWGN）信道，为了满足采用64正交幅度调制（QAM）信号的毫米波通信要求，信干噪比（SINR）应大于22 dB。对于下行链路，UT的灵敏度（S _min）可通过以下公式[42]来表征：

S m i n = 10 l o g (k T 0) + 10 l o g (B n) + N F 0 + S I N R

（11）

式中，当使用

10 l o g (k T 0) = - 174

dBm·Hz^-1时，

k

为玻尔兹曼常数，

T 0

为标准噪声温度；B _n为接收机带宽（以Hz为单位）；NF₀为接收机的总噪声系数（以dB为单位）。该阵列中的每个天线单元增益约为5 dBi，Tx芯片的每个通道提供9 dBm的线性发射功率（相对于P _1dB点回退10 dB），其中，P _1dB是1 dB的压缩点。假设在毫米波基站服务单元中，通信的有效服务范围覆盖半径为200 m（这是一个典型值），根据Friis传输公式[即等式（12）]，在27 GHz频率条件下，200 m距离对应的路径损耗约为-107.1 dB。

P r, i A u = P t, i A B a + G t, i A B a + G r, j A u + 20 l o g λ 4 π R (d B m)

(12)

在毫米波通信应用中，系统需要一定的功率裕量。图5显示了链路预算与天线单元数量的关系，表明在BS侧的64单元Tx阵列可以实现大约8 dB的功率裕量。为了将实验成本控制在一个合理的范围内，并便于在三维空间内与不同的用户进行通信，本文选择了8×8大小的Tx阵列。

如前所述，文献[23]展示的工作在Sub-6G的砖块式结构的AFDBF阵列，选择16个单元的Rx阵列来验证实验原理。本文基于文献[23]的工作进行了拓展，设计了单板集成的AFDBF阵列，因此同样选择16个单元的Rx阵列。此外，为了实现更优的Rx阵列性能，将Rx阵列排列为L形。根据文献[43]，与其他的简单阵列结构相比，L形阵列具有37%的精度优势。由于L形阵列中包含两个均匀线型阵列，可实现高效地计算来波方向的最大似然估计。因此，本设计将两个八单元均匀线性Rx阵列分别沿x轴和y轴方向布置，形成一个L形的Rx阵列。非对称架构全数字相控阵提供了一种有望降低系统成本和硬件复杂性的有效解决方案。该架构在以下方面进行了权衡：一方面，它通过减少所需的RF通道数量和高成本ADC数量（ADC通常比DAC更昂贵），从而降低了硬件成本；另一方面，虽然这种设计会适度降低上行链路的传输容量，但也显著减轻了处理大量上行数据的计算负担。因此，为了验证设计的有效性，本文仿真了一个包含64个单元的阵列，如图6（a）所示，单元间距分别为5.0 mm、5.5 mm和6.0 mm（0.45λ ₀、0.50λ ₀和0.54λ ₀），λ ₀是在27 GHz处的自由空间波长。相邻单元间的耦合及波束扫描性能的仿真结果分别如图6和图7所示。图6的仿真结果表明，当频率为27.0 GHz，单元间距分别为5.0 mm、5.5 mm和6.0 mm时，相邻单元之间的耦合分别达到-9.1 dB、-11.8 dB和-13.5 dB。当单元间距从5.5 mm增加到6.0 mm时，相邻单元之间的耦合降低了约1.7 dB。影响单元间距选择的另一个考量因素是波束的扫描性能。如图7所示，当单元间距分别为5.0 mm、5.5 mm和6.0 mm时，在xoz面和yoz面上均实现了±55°、±52°和±51°的最大波束扫描角度，其扫描损耗为3 dB；此外，在xoz面和yoz面上扫描损耗为5dB时，最大波束扫描角度分别为±69°、±60°和±58°。仿真结果表明，当单元间距设置为5.0 mm、5.5 mm或6.0 mm时，扫描过程中栅瓣不会进入可见区域内。阵列单元间距的增加使得在设计密集布局的PCB时具有更大的灵活性。总之，在综合考虑了PCB设计的复杂度、隔离度以及波束扫描范围后，最终选择了6 mm的单元间距。

3.3 垂直互连和关键模块

与文献[9‒10]中的相控阵不同，在AFDBF阵列中，IF通道、RF通道和辐射单元之间存在一对一的对应关系，因此随着阵列规模的增大，端口总数急剧增加。在有限区域内设计单板集成AFDBF阵列时，合理设计布置大量端口是一项重大的挑战。AFDBF阵列采用垂直互连的方法，实现了Tx和Rx阵列的有效集成。图8展示了单板集成AFDBF阵列中芯片与天线之间的垂直互连配置。

在Tx阵列中，Tx芯片均匀地安装在PCB的一个表面上，而天线则均匀地安装在另一个表面上。首先，利用第一层中的GCPW传输线将芯片连接到IF连接器。然后，IF连接器按照规定的间距均匀地布置在两个相邻芯片之间，实现了IF端口的均匀分布，并为各IF信号提供了等长的传输路径。采用这种设计方法，任意规模的阵列中所有IF通道的IF信号都可以高效、便捷地连接。此外，PCB叠层结构显著简化，布局尺寸显著减小。通过运用IF连接器和传输线，巧妙地将毫米波射频板和数字基带板建立了垂直连接。而且，各个功能的电路板可单独分析，使得阵列易于组装和拆卸，以便进行检查。IF连接器还包含串行外围接口（SPI）引脚。由于Tx芯片上的SPI引脚与IF连接器之间存在相应的连接，因此每个Tx芯片都可以独立控制。图9展示了IF连接器的实测传输性能。从图中可以看出，无论传输线是否弯曲，反射系数都低于-15 dB，这表明它们具有很高的可靠性和稳定性。单个Tx芯片包含四个RF通道，可同时激励四个辐射单元。Tx芯片的中心与四个相邻辐射单元所形成的矩形区域在垂直方向上重叠。在文献[15,34]中，采用了一种由中心金属化过孔和若干个周围金属化过孔组成的准同轴垂直过渡结构（图8），用于将RF信号通过不同层传输至与辐射单元相连的带状线，同时尽量减小插入损耗（IL）。然而，在制造过程中，第1至第10层的过孔和第9至第16层的过孔会发生冲突。为了解决这个问题，采用一个贯穿所有层（即从第1层到第16层）的金属化过孔作为馈电过孔；在这种情况下，馈电过孔的一部分（即从第11层到第16层）仍然作为一个额外的枝节。然后，采用背钻技术消除从第11层到第16层的枝节，以减少阻抗失配。在单个PCB上高密度地集成了大量的传输不同频率信号的端口和传输线，如何确保它们之间的隔离是另一个重大问题。类似于文献[19]中采用的解决方案，在每个传输线周围放置多个金属化过孔，以进行屏蔽和减少信号之间的干扰。不同端口之间的隔离度仿真结果[图10（a）]显示，其在工作频率下低于-40 dB，如图10（b）所示，这表明已经达到了良好的传输性能，满足了系统要求。

与呈方形排列的8×8辐射单元Tx阵列不同，Rx阵列由两个均匀线型阵列组成。图8展示了整个Rx阵列的示意图，其中，1×4个辐射单元连接到同一个Rx芯片上；图中还显示了两个IF连接器。此Rx阵列中使用与Tx阵列相同类型的IF连接器。然而，当阵列规模扩大时，RF和IF传输线可能会在同一布局中相交。为了最小化插入损耗，并确保单板中所有不同通道路径的相位一致性，所有RF传输线路均采用长度相同的弯曲设计。RF端口和辐射单元之间的连接是通过在PCB的第1层中的GCPW传输线和从第1层到第10层的准同轴传输线来实现的。与更高频率下工作的RF传输线相比，弯曲和垂直转换对IF传输线性能的影响较小。Rx芯片的中IF端口优先连接到位于第1层的GCPW传输线。为了防止IF和RF传输线之间相交，采用了一种屏蔽性能良好的传输线，即基板集成同轴线（SICL），并将其埋入PCB中，以替代IF信号的部分路径。

3.4 本地振荡器（LO）分配网络

两个LO分配网络分别将LO信号传输到Tx和Rx阵列的每个LO端口。如图8所示，运用于Tx阵列的LO分配网络是基于SICL传输线的1分16的功率分配器。然而，从图8中可以明显看出，如果Tx阵列的LO分配网络布置在第1层，它将受到其他高密度传输线的阻碍。与图8中所示的RF连接类似，采用金属化过孔组成的准同轴垂直过渡结构来连接布置在第1层和第6层的LO分配网络。Tx阵列的LO分配网络的输入端口连接到一个RF连接器（Southwest Microwave公司，美国），16个输出端口则均匀分布，并通过布置在第1层的GCPW传输线以及从第1层到第6层的金属馈电孔，连接到相应的Tx芯片，完成信号路径的连接。为了提高隔离度，并防止在第5层和第8层之间的平行板间出现不必要的模式，在传输线周围放置了许多金属化过孔，形成了一个屏蔽良好的SICL LO配电网络。与Tx阵列相比，Rx阵列的LO分配网络可以方便地集成到第1层中，如图8所示。该层中的1分4 GCPW功率分配器由三个级联威尔金森功率分配器组成。该LO分配网络的输入端口连接到RF连接器，四个输出端口分别直接连接到相应的Rx芯片的LO输入端口。LO信号以等相位和幅度传输到每个Rx芯片。

类似于文献[15]中的设计，本文所提出的AFDBF阵列采用垂直互连方法，使Tx和Rx阵列能够完全集成在一块单板中。与之不同的是，本文所使用的方法是将一个IF连接器放置在两个相邻芯片的中间，为四个IF通道提供了等长的传输路径。由于上述方法，FDBF阵列因端口数量众多而带来的挑战得到了有效的缓解。与文献[8,23]中采用砖块式结构的设计不同，本文所提出的单板AFDBF阵列因其低成本、低重量和紧凑的尺寸，更适合B5G/6G毫米波的应用。此外，在该设计中，Tx和Rx阵列是分开的，没有使用任何收发开关，从而实现了高隔离和全时工作。

4 AFDBF阵列原型和测试

本文所设计的AFDBF阵列的PCB采用标准工艺制造。随后，使用表面贴装技术（SMT），将所有的Rx和Tx芯片以及一些其他器件，精确地放置在PCB上。对生产制造完成的AFDBF阵列进行了进一步测试，以确认其性能并验证设计。图11（a）和（b）展示了所制造的毫米波AFDBF阵列的照片。由于AFDBF阵列和IF连接器之间采用了IF连接器和传输线进行垂直连接设计，因此管理大量的IF端口变得极为便利。由于目前实验条件的限制（即没有足够的高速ADC/DAC采样板可用于众多通道），无法使用常用的方法直接评估整个AFDBF阵列的性能。本文所提出的阵列采用一个具有8个独立移相器和一个1分8的功率分配器的波束成形网络对其进行测试。测试过程中使用了风扇对阵列进行散热，并保持温度平衡。

4.1 校准

校准是在进行相控阵测试之前的一个必不可少的步骤。这是由于制造精度的限制、装配技术差异、传输线长度的不均、不同独立器件存在缺陷以及其他因素，造成的不可避免的通道差异[8,23]。本研究是采用N5225B PNA矢量网络分析仪（VNA）和标准增益喇叭天线，在微波暗室环境中对提出的毫米波AFDBF阵列进行远场校准，微波暗室环境满足

D = 1.5 > 2 D m a x 2 / λ 0

，其中，

D m a x

为任一天线的最大尺寸，如图11（c）所示在校准后的27.00 GHz频率下，测试的增益和相位的变化的均方根（RMS）均在5.85°和0.75 dB范围内，如图11（d）和（e）所示。

4.2 辐射方向图的测试

在均匀激励条件下，Tx和Rx阵列在27 GHz工作频率时分别在xoz面和yoz面的仿真和实测结果如图12（a）～（d）所示。如前文所述，由于缺乏足够的高速DAC采样板，每次仅对Tx阵列中的一个均匀八单元线型子阵列进行测量。图12（a）展示了在x轴方向上的八单元均匀Tx阵列在xoz面的辐射方向图的仿真和测试结果（在27 GHz时，单元间距为0.54λ ₀），在27.00 GHz时可以观察到半功率波束宽度（HPBW）为11.50°。该Tx阵列在xoz面上的扫描范围为-47.0°～+47.0°，扫描损耗为3～4 dB，在最大扫描角度下，旁瓣电平（SLLs）低于-10 dB。同时，还对位于y轴方向的八单元均匀Tx阵列在27 GHz时的波束扫描方向图进行了测试，测试结果与仿真结果吻合较好，如图12（b）所示。在yoz面上，27.0 GHz时，实测的HPBW为11.2°，扫描范围为-47.0°～+47.0°，SLLs低于-10.0 dB。

类似地，位于x轴方向的八单元均匀Rx阵列在xoz面的波束扫描方向图的仿真和实测结果（在27 GHz时，单元距离为0.54λ ₀）如图12（c）所示。图中显示仿真结果与测试结果取得了良好的一致性。实测结果表明，在27.0 GHz，该Rx阵列实现了HPBW为11.1°，扫描范围为-45.0°～+45.0°，扫描损耗为3.0～4.0 dB，SLLs低于-10.0 dB。图12（d）展示了位于y轴方向的八单元均匀Rx阵列在yoz面的波束扫描方向图的仿真和实测结果。在yoz面上，实测的3.0 dB波束宽11.3°，扫描范围为-45.0°～+45.0°，SLLs低于-10.0 dB。

4.3 空口测试（OTA）

对本文所提出的AFDBF阵列进行了OTA性能测试。通过比较Tx阵列和标准增益喇叭天线的测试结果，可以得到AFDBF阵列的EIRP性能。图13（a）和（b）展示了AFDBF阵列的EIRP性能测试的原理图。在测试该阵列和使用标准喇叭作为Tx天线的阵列时，接收功率分别为

P A c t r

和

P h r

。

P A c t r = P s i g - L l i t - L P + G A c t - S P L + G h r - L l i r

(13)

P h r = P s i g - L l i t - L P h + G h t - S P L + G h r - L l i r

(14)

式中，

P s i g

为1 dB压缩点设置的输入功率电平，SPL为空间路径损耗；

G A c t

为本文所提出的有源波束形成阵列的总增益；

G h t

和

G h r

（

G h t = G h r

）分别为在发射端和接收端中使用的标准增益喇叭天线的增益；

L l i t

和

L l i r

表示各电缆的插入损耗；

L P h

表示波束形成测试板各通道的插入损耗；

L P

为整个波束形成测试板的插入损耗，表示如下：

L P = 10 l o g (∑ 1 V U v) - P i n (d B)

(15)

L P h = 10 l o g (∑ 1 V U v V) - P i n (d B)

(16)

式中，

U v

[

v = (1,2, ⋯, V)

]为波束形成测试板的第v个通道的输出功率电平（W）；V为波束形成测试板的总通道数，该数值与辐射单元的数量相等；P _in为波束形成测试板的输入功率。有源波束形成阵列的总增益可表示如下：

G A c t = (P A c t r - P h r) + G h t - (L P h - L P)

(17)

然后，实测的EIRP可以通过式（18）进行计算：

E I R P P 1 d B = P s i g - L l i t - L P + G A c t = P s i g - L l i t - L P h + G h t + P A c t r - P h r

(18)

实测的EIRP随不同频率的变化情况如图13（c）所示。考虑在P _1dB的情况下，在28.0 GHz时，八单元Tx阵列在均匀激励下的最大EIPR为40.8 dBm。考虑在功率饱和点（P _sat）的情况下，该阵列在28.0 GHz时的EIRP的最大值达到了43.2 dBm。在24.0～29.5 GHz频带内，EIRP的波动小于3.5 dB。由于目前实验条件的限制（即没有足够的高速ADC/DAC采样板用于众多通道），仅对AFDBF阵列中的一个均匀八单元线型子阵列进行了测试和评估。在理想条件下，整个64单元Tx阵列的预期EIRP水平可以保持在61.2 dBm左右。当考虑传输损耗时，使用64单元Tx阵列很有可能达到高于60 dBm的EIRP水平。此外，图13（d）描述了在27.0 GHz时，阵列在P _1dB条件下，EIRP随xoz面不同扫描角度的变化情况，在-47.0°～+47.0°的扫描角度范围内，最大增益仅降低了3.5 dB。总体而言，本文所提出的阵列在扫描角度范围内保持了优异的性能，其中的差异可能是源于天线附加损耗的增加、适配或自热效应。

Tx阵列的误差矢量幅度（EVM）和星座图测试装置如图14（a）所示。中心频率为3.5 GHz的调制信号首先由是德科技（Keysight）的M8190A任意波形发生器（AWG）生成，并经驱动放大器放大；随后，由Tx阵列将其上变频为以27.0 GHz为中心的频率。为了确保高线性度，驱动放大器在3.5 GHz时的输出功率保持在约20.0 dBm处，这相当于从P _1dB点回退5.0 dB。此外，通过调整驱动放大器后的可变衰减器来调节Tx阵列的EIRP，从而确保阵列的非线性是影响EVM性能的主要因素，而非Tx链路中的放大器。将Ka波段标准增益喇叭天线放置在距离阵列1.5 mm的位置上，在27.0 GHz时，空间路径损耗约为65.0 dB。喇叭天线接收到的辐射信号最终通过是德科技的50 GHz实时数字存储示波器（DSOZ504A）和矢量信号分析软件（VSA-89600）进行解调；然后进行数字均衡处理[10]。EVM性能通过均匀激励下的阵列，在27 GHz使用调制信号进行测试，并由星座图的均方根来表示，如图14（b）所示。采用64-QAM调制信号，八单元Tx阵列实现了6.00 Gbps的最大数据传输速率，且EVM为2.45%，如图14（c）所示。通过使用具有较大调制带宽的高阶调制信号（128-QAM和256-QAM），可能可以获得更高的数据传输速率。然而，需要注意的是，EVM的性能将受到AWG信噪比（SNR）和LO相位噪声的限制。

图14（d）绘制了在27 GHz下，使用具有滚降因子和峰均功率比（PAPR）为7.7 dB的根升余弦脉冲成形滤波器的200 Mbaud 64-QAM调制信号时，Tx阵列的实测EVM性能与EIRP水平的关系曲线。在整个工作频带内，当EIRP值在20~33 dBm的范围内时，实测的EVM性能优于5%，此时与P _1dB仅回退约7 dB。由于阵列的非线性，在高EIRP值的区域，EVM的性能会有所下降。此外，还在27 GHz频率下使用400 Mbaud 64-QAM调制信号对阵列的EVM性能进行了测试，如图14（d）所示；实测的EVM在工作波段内优于5%。为进一步展示AFDBF阵列中的Tx阵列的性能，图14（e）分别绘制了在25 GHz、27 GHz和29 GHz频率下，Tx阵列在xoz面对应不同扫描角度的EVM性能。实测的EVM性能是使用400 Mbaud 64-QAM调制信号获得的。在-47°~+47°扫描范围内，且在相对于P _1dB功率点回退10 dB的情况下，该Tx阵列在所有频率下的EVM性能都优于5%。由于链路受到信噪比的限制，且天线增益随着扫描角度的下降而下降，因此如预期所示，Tx阵列的EVM性能在大扫描角度下有所下降。

同样地，使用复杂调制信号对八单元Rx阵列的EVM性能进行了测试。图15（a）展示了Rx阵列与距离1.5 m的标准增益喇叭的链路测试原理图。AWG产生一个复杂的调制信号，该信号由标准增益喇叭在工作频率下辐射出去。信号由Rx阵列接收并使用示波器DSOZ504A提取星座图和EVM性能。如图15（b）所示，在27 GHz频率下，Rx阵列使用64 QAM调制信号实现了6 Gbps和2.92% EVM。如图15（c）展示了Rx阵列分别在工作频带（即25 GHz、27 GHz和29 GHz）上使用400 Mbaud 64-QAM调制信号的EVM性能随xoz面不同扫描角度变化的关系。在-45°~+45°扫描范围内，Rx阵列在所有频率下的EVM性能都优于4%。测试装置以及与Rx系统的噪声相关的信噪比是限制EVM的基本因素。

5 与最先进的毫米波通信系统的性能比较

表2 [8‒10,14‒15,21,23]提供了本文所提出的单板集成毫米波AFDBF阵列和其他最先进的毫米波通信系统的性能总结。与文献[8,14,23]中提出的砖块式阵列相比，本文所提出的单板集成毫米波AFDBF阵列具有结构紧凑、重量轻、系统成本低、系统设计复杂度低等优点。与文献[9‒10]中报道的ABF阵列和文献[21]中报道的HYBF阵列不同，本文所提出的AFDBF阵列使用了文献[8,15,23]中相同的FDBF架构，可以提供高波束成形精度、灵活的波束控制、快速的波束指向速度和最高程度的预编码自由度。显然，与文献[8,15,23]中提出的传统DBF阵列结构相比，本文所提出的AFDBF阵列可以实现更简单的基带复杂度，具有成本低、功耗低等特点。此外，文献[9]中报道的32单元相控阵在不同工作频段内实现了39 dBm与42 dBm的EIRP。在文献[10]中，64元相控阵在P _1dB时实现了54.8 dBm的EIRP。文献[23]中，整个64元阵列的EIRP约为43 dBm。在本文提出的AFDBF阵列中，当考虑P _1dB时，均匀激励的八单元Tx阵列的最大EIPR为40.8 dBm；当考虑P _sat时，EIRP的最大值可以增加到43.2 dBm。

根据公式（19），阵列的EIRP随着天线单元的数量的增加而增加[10,30]：

E I R P = P c h + G a n t + 20 l o g M

(19)

更高的EIRP能够支持更远的传输距离。根据等式（19），在理想条件下，整个64单元的Tx阵列的预期EIRP水平可以保持在61.2 dBm左右。当考虑传输损耗时，采用64元Tx阵列很有可能实现高于60 dBm的EIRP峰值。因此，与文献[9‒10,23]中的相控阵相比，当开启相同数量的Tx通道时，本文所提出的AFDBF阵列可以实现更远的传输距离。此外，该AFDBF阵列的Tx和Rx阵列在所有面上分别实现了-47°~+47°和-45°~+45°的扫描范围。然而，在参考文献[8‒10]中提出的阵列，在E面上表现出相对较窄的扫描范围。在文献[9‒10]中，在整个工作频段内，俯仰面波束扫描范围均在-40°~+40°范围内，扫描损耗为3～4 dB。此外，本文所提出的AFDBF阵列可以在1.50 m的距离上以2.45%的EVM，实现1 Gbaud 64-QAM调制信号的传输。然而，文献[9]中的32元相控阵仅在1.2 m距离以4.1% (28 GHz)和4.3% (30 GHz)的EVM性能

传输200 Mbaud 64-QAM调制信号；文献[10]中的64元相控阵仅在1.38 m距离以3.20%的EVM性能传输400 Mbaud 64-QAM调制信号。文献[23]中的阵列仅使用50 Mbaud 64-QAM调制信号测试，得到1.05%的EVM性能。与参考文献[9‒10,23]中的阵列进行了比较，当传输复杂调制信号时，AFDBF阵列实现了更好的EVM性能和更高的传输速率。总体而言，本文提出的毫米波AFDBF阵列展现出极具竞争力的性能，有望成为B5G/6G通信的一个有前景的候选方案。

6 结论

本文介绍了一种面向B5G/6G通信系统运用的单板集成AFDBF阵列，其工作频率为24.25～29.50 GHz。该阵列采用四通道全数字Tx/Rx芯片，有效地将Tx和Rx阵列独立集成到一个单板中，与传统的砖块式阵列结构相比，具有更轻量、更紧凑的特点；与传统的模拟相控阵结构相比，AFDBF阵列结构具有更灵活的多波束能力、更高的波束管理精度和预编码自由度，以及快速的波束指向速度；与SFDBF阵列相比，非对称架构在系统成本和功耗方面也表现出优势。另外，该阵列的能源效率优于HYBF阵列。在27 GHz频率下，本文所提出的AFDBF阵列中的Tx和Rx阵列分别能够在xoz面和yoz面上实现-47°~+47°和-45°~+45°的波束扫描范围。此外，还对该阵列进行了空口测试。在27 GHz，使用64-QAM调制信号实现了4%的EVM性能和8 Gbps的数据传输速率。本文所提出的单板集成AFDBF阵列因其卓越的性能和优势，成为后5G和未来6G通信应用的一个极具潜力的候选方案。

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