用于无线供电物联网感知的电小尺寸惠更斯整流天线综述

摘要

远场无线电力传输（WPT）是一项重大突破性技术，它将支持许多预期中泛在的物联网（IoT）应用，而这些应用与第五代（5G）、第六代（6G）及以上无线生态系统相关。整流天线是整流电路和天线的组合，是远场WPT系统中最关键的组件。然而，紧凑型应用设备需要更小的集成整流天线，这些天线要同时具有大的电磁波捕获能力、高交流（AC）到直流（DC）转换效率，及促进多功能无线性能的作用。本文综述了各种整流天线的小型化技术，如曲折平面倒F天线（PIFA）整流天线、小型化的基于单极和偶极的整流天线、分形环和贴片整流天线、介质负载整流天线和电小尺寸近场谐振寄生整流天线。文中总结了它们的性能特征，并与我们之前开发的被证明更适合IoT 应用的电小尺寸惠更斯整流天线进行比较。例如，如本文所演示，它们经过定制可以成为无电池IoT 传感器。与电池供电设备相比，无电池的无线供电设备体积更小、重量更轻。此外，它们对环境友好，因此具有显著的社会效益。本文介绍了一系列高性能电小型惠更斯整流天线，包括惠更斯线极化（HLP）和圆极化（HCP）整流天线、基于这些设计的无线供电IoT 传感器以及双功能HLP整流天线和天线系统。最后，考虑两个线性均匀HLP整流天线阵列系统，以获得更为显著的大型无线电力捕获。示例阵列说明了如何有效将它们与DC或射频（RF）功率进行合成，从而促进IoT的实际应用。

正文

《1、用于物联网的无线电力传输技术简介》

1、用于物联网的无线电力传输技术简介

无线电力传输（WPT）技术能够将电磁（EM）能量从电源传输到电子设备的负载，而无需任何导线或物理接触。WPT比传统的有线供电系统更安全、更可靠，特别是在采矿和天然气勘探等工业活动中的应用。此外，随着第五代（5G）、第六代（6G）和其他无线技术的快速发展，WPT对于当前和未来的物联网（IoT）系统已变得极为重要。预计未来无处不在的无线供电IoT设备将不再对当前寿命短、体积大和不可降解化学电池有需求。WPT是一种极具吸引力的绿色技术，已经引起了工业界和学术界的广泛关注。

WPT的概念可以追溯到19世纪末尼古拉∙特斯拉的实验[1‒3]。他首次发明了谐振感应近场WPT技术，并成功地以无线方式点亮了灯泡。远场WPT的历史可以追溯到20世纪60年代。研究人员可以从文献[4‒18]中获得有关WPT之前及近来发展的一些较好的综述。太阳能发电卫星（SPS）、无线供电的飞机和高空平台是WPT技术远距离应用的例子。21世纪以来，随着应用电磁学科学和工程更深入和更快地发展，WPT技术已被广泛应用于许多商业电子产品，如无线充电Apple^TM产品、电动牙刷、射频识别（RFID）系统和电动汽车。

根据其独特的运行机制，WPT系统可分为两大类：近场[19]和谐振中程[20‒22]磁耦合系统，以及远场EM波功率传输系统。磁耦合系统通常采用线圈通过磁场传递能量。这些系统的物理特性仅支持短距离WPT。实现长距离WPT（从数百米到数千公里）的唯一方法是传输和接收由EM波携带的能量。图1展示了与由EM波促进的典型远场WPT系统相关的功率流图。发射天线发射由交流（AC）电源供电的EM波。位于发射天线远场的接收器捕获发射的EM波，并通过整流电路将捕获的AC能量转换为直流（DC）功率。实现时间最长的WPT无线电力传输来自太空卫星；卫星的太阳能电池板收集太阳光（EM波），其微波发射器将能量发射到地球表面，由整流天线阵列（即SPS系统）捕获[5,23]。

《图1》

图1 由EM波、天线和整流器促进的远场WPT。

远场WPT是在即将到来的5G和未来无线世代中实现无电池IoT生态系统的主要支持技术[14]。由于最近超低功率电子技术的重大进步，WPT的发展机会现已广泛存在。例如，仅由无线保真（WiFi）信号供电的无电池手机已获得成功演示[24]。此外，已有结论[25]表明许多IoT传感器的功耗可以达到0.1 mW以下，这意味着WPT基站将能够以非常低的功率水平进行传播。图2展示了用于智慧农业和耕种的无线供电IoT传感器系统的应用示例。许多IoT传感器可以部署在单个发射器（功率信标）周围，该发射器本身由可再生能源供电。这种安排对环境友好，需要的人工干预和劳动力大大减少。此外，这种类型的无电池生态系统将有助于提高农业生产力和质量。从IoT传感器自动收集的数据由它们传输回基站，基站也充当数据网关。这些数据将包括对作物至关重要的信息，如土壤pH值、含水量、温度和湿度。据此可以对其进行分析以做出最佳决策，例如，何时种植和何时收获。考虑到预期将有大量IoT传感器以及与此应用相关的现行电池成本和尺寸，远场WPT技术非常适用于未来的智慧农业和其他无线传感器网络。

《图2》

图2 应用示例——用于智慧农业的无线供电IoT传感系统。

《2、远场WPT的小型化整流天线设计》

2、远场WPT的小型化整流天线设计

启用WPT IoT系统最关键的是其整流天线的性能，即接收天线及其整流器电路的集成。虽然已有许多关于整流天线设计的研究，如关于多频带整流天线[26]、多端口整流天线[27]、低输入功率设计[28‒29]、整流天线阵列[30‒31]和基于超表面的设计[17,32‒33]，但是，这些系统由于尺寸太大不适合无电池IoT设备和传感器网络等应用中的大量元件。具体来说，它们的ka值大于1，其中k是自由空间波数，a是包围整个整流天线的最小球体。注意，如果ka ≤ 1，则认为设计是电小尺寸设计。

为实现更紧凑的整流天线设计，研究人员已经开发了几种小型化技术。这些总结在表1 [24,34‒38]中给出。基于曲折平面倒F天线（PIFA）的整流天线是最流行的设计之一[24,39‒41]。其概念是弯曲接收PIFA的侧翼以实现尺寸小型化。例如，在参考文献[24]中采用了曲折的PIFA整流天线，从而实现无线供电手机。尽管其与传统的PIFA或基于偶极子的整流天线相比尺寸有所减小，但PIFA无线电力捕获能力受到限制，因为接收天线的辐射方向图是全向的，并且实现增益较低。此外，其极化纯度低。另一种小型化技术包括曲折单极或偶极基整流天线的设计[34,42‒43]。尽管与基于PIFA的设计相比，这些设计实现了更高的极化纯度，但它们的实际增益仍然很低，并且它们的尺寸在电学上并不算小。此外，从表1可以清楚地看出，很难将这些设计与整流器电路无缝集成。为了解决这个问题，参考文献[35]中开发了分形环整流天线。因为整流电路集成在接收环形天线内部，所以整个系统非常紧凑。尽管如此，由于其接收环形天线的低增益全向模式，其无线电力捕获能力仍然很低。为了增强无线电力捕获能力，即为了获得更高的接收天线实现增益，参考文献[36,44‒45]中开发了基于分形贴片的小型整流天线。尽管每个贴片的面积减小了，但接收天线的实际增益仍然取决于接地平面的大小。因此，这些设计的整体尺寸仍然很大。为了进一步减小整流天线尺寸，参考文献[37,46‒47]中开发了介电负载版本。然而，由于电介质负载，它们的无线电力捕获能力下降，并且它们的尺寸仍然不小。参考文献[38]中的一种整流天线设计实现了电小尺寸。然而，其接收天线的辐射方向图是全向的，只有1.0 dB的峰值实现增益。

《表1》

表1 小型化整流天线设计的典型例子

Meandered PIFA rectenna [24]	Meandered monopole/dipole rectenna [34]	Fractal loop rectenna [35]

Fractal patch rectenna [36]	Dielectric-loaded rectenna [37]	Electrically small near-field resonant parasitic rectenna [38]

所有这些“小型化”整流天线设计仍然不适用于目标IoT应用。它们不能同时处理一系列的挑战，即天线设计不仅尺寸紧凑，而且具有大角度和广角无线电磁波捕获能力、高AC-DC转换效率，同时制造简单且组装成本低廉。

正如本文将展示的，这些挑战已通过开发一系列高性能电小型惠更斯整流天线系统成功应对，并且这些系统支持无线供电的IoT应用。本文首先介绍了电小型惠更斯线极化（HLP）整流天线系统。他们的设计巧妙地集成了两个受超材料激发的电小型辐射近场谐振寄生（NFRP）元件：埃及轴偶极子（EAD）和电容负载环路（CLL)，其由一个元件驱动的辐射元件激发，从而变成一个高度紧凑的实体[48‒49]。惠更斯心形辐射模式是通过实现平衡的同相辐射电场和磁场获得的。使用三个印刷电路板（PCB）基板层实现了薄型HLP版本。超薄HLP系统在单个PCB基板上实现[50]。小型天线与IoT温度和光传感器的无缝集成已经通过测量原型实现并得到证实[51]。然后描述了解决极化失配问题的两个电小型惠更斯圆极化（HCP）整流天线系统。有一个版本是一个薄型HCP整流天线，同样用三个PCB基板层实现[52]。另一种是采用四个PCB基板层实现的改进型HCP整流天线，可实现最大的AC-DC转换效率[53]。本文讨论了一种双功能HLP整流天线和天线系统，它能够同时实现WPT和通信功能[54]。它满足新兴应用的需求，如无线供电传感器，并且这些应用需要同时具备无线信息和功率传输（SWIPT）性能。最后，本文开发了两个HLP整流天线阵列系统，以进一步增强对可用无线电力的捕获，并且描述了DC和射频（RF）功率组合方案。

本文的其余部分安排如下。第3节阐述电小型惠更斯整流天线的设计方法。第4节介绍两个HLP整流天线系统，以及它们如何与IoT温度和光传感器进行有效集成。第5节介绍两个HCP整流天线系统，它们同样可以针对传感器和其他IoT应用进行类似的定制。第6节讨论双功能HLP整流天线和天线系统。第7节演示有助于RF和DC组合方案的整流天线阵列。最后，第8节是结论部分。本文报道的所有数值仿真及其优化均使用商业软件执行：Advanced Design System（ADS, Keysight Technologies, Inc.，美国）、ANSYS Electromagnetics Suite（HFSS, ANSYS，美国）和CST Studio Suite（CST，德国）。报道的仿真模型结果采用了所有电介质和导体的已知、真实的属性。

《3、电小型惠更斯整流天线的设计方法》

3、电小型惠更斯整流天线的设计方法

本文提出的整流天线由惠更斯偶极天线（HDA）和超紧凑型整流器电路组成。首先介绍与电小型HDA相关的基本EM概念，以了解底层设计方法，然后描述相关的整流器电路和布局。

《3.1 电小型惠更斯天线的电磁学》

3.1 电小型惠更斯天线的电磁学

基本的HDA由一对互补的辐射元件组成，如一个电偶极子（ED）和一个磁偶极子（MD）。如果两个偶极子相互正交分布并辐射同相平衡场，就会出现如图3（a）所示的心形惠更斯图案。虽然惠更斯天线的基本电磁学与Luk和Wong [55]、Ge和Luk [56]、Luk和Wu [57]、Wang等[58]以及Li等[59]发明和广泛开发的磁电（ME）偶极天线相同，但是它们的结构更为紧凑。例如，我们开发的HLP接收天线的整个体积[π (0.115λ₀)² × 0.04λ₀ = 0.00166λ₀³，其中，λ₀是谐振频率的波长] [49]是参考文献[55]中原始的半波长ME偶极子设计体积（1λ₀ × 1λ₀× 0.25λ₀ = 0.25 λ₀³）的1/150。虽然ME偶极子的带宽（43.8%）要大得多，但我们的窄带电小设计（约0.6%）更适合不需要宽带宽的WPT应用。ME偶极子的增益（8 dBi）较高，这仅仅是因为它具有较大的接地层，因此其整体尺寸明显较大。另一方面，我们的HLP天线的半功率波束宽度（> 150°）要大得多。

《图3》

图3 HLP天线。（a）基本EM配置和宽边辐射三维（3D）心形图案。（b）偶极天线设计采用电小NFRP元件实现，每个元件由一个驱动元件偶极天线激励。I_m：磁流；I_e：电流；φ：在x-y平面中相对于x轴的方位角；θ：相对于z轴的仰角。

图3（a）给出了理想的HDA。一个无穷小的ED沿+x轴定向，一个无穷小的MD沿+y轴与它正交。它们的电场 ${\vec{E}}_{E D}$ 和 ${\vec{E}}_{M D}$ 的远场表达式[60]为：

$\begin{array}{l} {\vec{E}}_{E D}^{f f} = + j k η [I_{e} L] \cdot \frac{e^{- j k r}}{4 π r} \cdot [\hat{r} \times \hat{r} \times \hat{x}] \\ = + j k η [I_{e} L] \cdot \frac{e^{- j k r}}{4 π r} \cdot [- c o s θ c o s φ \hat{θ} + s i n φ \hat{φ}] \end{array}$ （1）

$\begin{array}{l} {\vec{E}}_{M D}^{f f} = + j k [I_{m} L] \cdot \frac{e^{- j k r}}{4 π r} \cdot [\hat{r} \times \hat{y}] \\ = + j k [I_{m} L] \cdot \frac{e^{- j k r}}{4 π r} \cdot [- c o s φ \hat{θ} + c o s θ s i n φ \hat{φ}] \end{array}$ （2）

式中，θ是相对于z轴的仰角；φ是在x-y平面中相对于x轴的方位角；r是原点到观测点的距离；I_m是磁流；I_e是电流；L是电流和磁电流元件的长度； $I_{e} L$ 为ED当前时刻； $I_{m} L$ 为MD当前时刻； $k = 2 π / λ_{0}$ 为自由空间波数， $λ_{0}$ 为其共振频率对应的自由空间波长； $η = \sqrt[]{μ_{0} / ε_{0}}$ 是自由空间波阻抗，其中，μ₀和ε₀分别是自由空间的磁导率和介电常数。两个偶极子共同辐射的总场是它们各自辐射场强的总和。在I_e和I_m正交且同相的情况下，平衡条件： $I_{m} = η I_{e}$ ，产生惠更斯远场辐射方向图：

$\begin{array}{l} {\vec{E}}_{E D}^{f f} + {\vec{E}}_{M D}^{f f} = j k η [I_{e} L] \cdot \frac{e^{- j k r}}{4 π r} \cdot (1 + c o s θ) \cdot \\ [- c o s φ \hat{θ} + s i n φ \hat{φ}] \end{array}$ （3）

如图3所示，使用此HDA概念可实现心形行为，即因子（1+cos θ）在宽边方向产生因子2，此时θ = 0°，在相反方向产生因子0，此时θ = 180°。值得注意的是，两个主垂直平面φ = 0°和φ = 90°中的模式是相同的。HDA的峰值方向性是单个偶极子元件的两倍，其前后比（FTBR）是无限的，而不是像图3（b）中所示的每个偶极子一样是统一的。

超材料激发的电小NFRP元件EAD和CLL，分别是ED和MD用以实现实用的电小HAD [48‒54]的理想候选者[61]。如图3（b）所示，EAD用作ED，CLL用作MD，两者都分别具有环形全向三维（3D）辐射图。如果它们无缝集成并适当平衡以产生方程（3）描述的行为，则可以实现图3（a）中的惠更斯心形辐射方向。请注意，图3（b）中的偶极子方向故意从图3（a）中的方向旋转了90º，即ED当前沿-y轴定向，MD沿+x轴定向。两个图中都强调了这一点。如图3（a）和（b）所示，ED和MD方向的叉积沿+z轴，即心形图案的最大值方向。这种惠更斯行为的实际实现将在4.1节中图示的配置中进行演示。下一节将介绍具有这些超材料激发的NFRP元件的HDA的实际实现，这些元件在实践中可通过低成本PCB技术实现。

《3.2 紧凑型整流电路设计》

3.2 紧凑型整流电路设计

小型整流天线的另一个关键部分是整流器电路。整流器电路必须紧凑且高效。图4展示了参考文献[49]中开发的双二极管全波整流器的电路模型。整流器的主要元件是两个平行排列的肖特基二极管。一个电感器L与两个电容器C₁和C₃形成一个标准50 Ω源的输入阻抗匹配网络。电感器还充当高阻滤波器，以反射回非线性二极管产生的任何高阶谐波。在一个半周期内电容器C₂还充当能量存储设备。垂直二极管有助于在正弦信号的每个负值部分对其进行充电。这种储存的能量在正极部分释放，使输出电压加倍。电容器C₃对传递给负载的输出DC进行平滑处理，该负载由电阻器R_L表示。如图5所示，整流电路很容易在紧凑的PCB基板上实现。

《图4》

图4 超紧凑高效整流器的电路模型。P_AC：交流电源；V_DC：直流电压；L：电感；R_L：负载电阻；C₁、C₂和C₃：电容器。

《图5》

图5 在薄PCB基板上实现紧凑型整流电路。

由于电路经由平行微带线结构实现，所以PCB的厚度并不重要，可以是超薄的。我们的目标操作频率在免费的915 MHz工业、科学和医疗（ISM）频段内。为了在该频段实现最佳操作，实验选择了HSMS286C肖特基二极管（Broadcom Inc.，美国）。添加电感器，包括两个RF扼流圈（L_{RF_choke}），以防止双线传输线产生的任何AC信号与DC输出耦合。电容器来自日本村田制作所。电阻器R_L购自国巨电子（中国）。所有这些集总元件均采用0403（1 mm长）表面贴装器件（SMD）封装。每个组件的优化值为：L = 39 nH，C₁ = 0.4 pF，C₂ = 100 pF，C₃ = 100 pF，R_L = 10 kΩ，L_{RF_choke} = 560 nH。整流器的PCB实现是非常紧凑的，长度仅为7.3 mm。

图6 [49]展示了整流器的测量性能。整流器的输入平行微带线与由巴伦扼流同轴电缆实现的差分源连接。该电缆连接到来自美国Keysight Technologies公司的信号发生器。图6（a）[49]显示了在不同输入功率水平下作为源频率函数的S参数S₁₁的测量值|S₁₁|。10 dB阻抗带宽覆盖了120 MHz（从825 MHz到945 MHz），适用于各种输入功率电平。

《图6》

图6（b）[49]显示了在我们的目标915 MHz频率下测量和仿真的AC-DC效率作为输入功率的函数。AC-DC转换效率定义为输出DC功率除以输入RF/AC功率。测量结果与其仿真值吻合得很好。对于10 dBm（10 mW）的输入功率，测得的峰值AC-DC效率为80.3%，非常接近81.8%的仿真峰值。此外，当输入功率范围从-5 dBm（0.3 mW）到13.5 dBm（22.4 mW）时，效率大于50%。因此，本文所开发的紧凑型整流器电路表现出较高的AC-DC转换效率。峰值效率值的接收功率电平的微小差异是由于HSMS286C二极管的实际参数与ADS仿真模型中使用的值之间的差异产生的。请注意，该电路中的匹配电感器L会导致系统出现重大损失。如下面我们的其他设计所示，如果电感L被移除并且它的缺失通过天线的输入阻抗得到适当的平衡，则该整流器的AC-DC转换效率可以进一步提高。

《4、高效电小型HLP整流天线》

4、高效电小型HLP整流天线

本节讨论两种实测高效电小型HLP整流天线，给出它们的仿真和测量结果，同时详细描述它们为实现无线供电温度和光IoT传感器而量身定制的实用版本。

《4.1 用三个PCB基板层实现的薄型HLP整流天线》

4.1 用三个PCB基板层实现的薄型HLP整流天线

本文所提出的设计方法用于采用低成本PCB技术实现薄型电小型HLP整流天线[49]。其仿真模型如图7所示[49]。整个整流天线由三个PCB圆盘组成，如图7（a）[49]所示。每层都是Rogers Duroid^TM 5880覆铜基板。其相对介电常数、磁导率和损耗角正切分别为2.2、1.0和0.0009。基板#1和基板#3的厚度为0.787 mm，基板#2的厚度为0.508 mm。EAD元件的金属迹线蚀刻在中心基板#2上，CLL由通过两个垂直铜柱连接的两条金属条形成。一条印在基板#1的上表面，另一条印在基板#3的上表面。如图7（b）[49]所示，短驱动偶极子和整流器的金属迹线无缝集成并蚀刻在基板#3的底面上。基板#1和基板#2之间的间隙决定了EAD和CLL NFRP元件之间的耦合，从而决定了接收天线的惠更斯心形图案的实现。其间隙在此设计中被优化为4.0 mm。HLP整流天线的直径仅为0.23 λ₀，其轮廓仅为0.04 λ₀。它在电学上很小，其ka值为0.723。

《图7》

该设计的另一个重要特征是前面提到的整流器中没有损耗电感器。我们通过适当调整宽边辐射HLP天线的输入阻抗可消除损耗。这是通过调整其基本偶极天线的长度来实现的，其能够直接匹配于具有容性阻抗的整流器的电感值。图8（a）[49]展示了HLP天线（没有整流器）的仿真阻抗作为源频率的函数。在915 MHz的目标频率下，阻抗的电感值为(77 + j129) Ω。图8（b）[49]显示了915 MHz的仿真辐射图。很明显，心形惠更斯模式得以实现。峰值宽边增益为3.8 dBi，获得了显著高的23.5 dB FTBR。两个主要垂直平面中均实现了广泛且相似的增益模式。天线的辐射效率为80%。值得注意的是，虽然理想的HDA在两个主要垂直平面上具有相同的模式，但现实系统的模式略有不同，这仅仅是因为这些平面中元件有限且大小不同。

《图8》

图9 [49]显示了EAD和CLL辐射器在915 MHz的时间段T内的电流分布和方向。它们清楚地展示了这种NFRP元件对的共振行为。CLL（MD）元件上的电流在以下时间最强：t = 0和t = 2/4 T。EAD（ED）元件上的电流在以下时间占主导地位：t = 1/4 T和t = 3/4 T。因为等效MD的相位比其相应的回路电流提前90°，所以ED和MD是同相的。由于NFRP元件在构造上已经相互正交，所以产生了平衡场的条件，因此，所需的惠更斯辐射性能得到满足。

《图9》

制造的HLP整流天线原型如图10 [49]所示。值得注意的是，在发现原型的尺寸不是指定值后，研究将两根短铜棒连接到短驱动偶极子以进行调谐。如图11 [49]所示，在消声室中测量了整流天线。远场WPT测量装置包括信号发生器（Keysight Technologies, Inc.，美国）、功率放大器（Mini-Circuits，美国）、作为发射天线的标准宽带喇叭天线、直流电源、万用表，以及几条50 Ω电缆。整流天线位于915 MHz远场距离喇叭天线孔径1.2 m处。

《图10》

《图11》

使用Friis传输方程计算AC-DC转换效率以确定HLP天线接收到的功率P_r [62]：

$\frac{P_{r}}{P_{t}} = G_{t} \times G_{r} \times {(\frac{λ_{m}}{4 π R})}^{2}$ （4）

式中，P_t是喇叭天线发射的功率；G_t是喇叭天线的增益（7 dBi）；G_r是HLP天线的实现增益（3.8 dBi）；λ_m是测得的谐振频率907 MHz（330.53 mm）处的波长；R为喇叭天线与整流天线之间的距离（1200 mm）。万用表的输出直流电压标记为V_o。AC-DC转换效率由负载处测得的DC功率V₀²/R_L和P_r之比计算得到。

图12 [49]显示了整流天线和整流器单独在907 MHz处测量的输出DC电压值和AC-DC转换效率分别作为接收功率的函数。测得的整流天线谐振频率为907 MHz，与目标频率915 MHz相比仅偏移8 MHz（0.87%）。此外，由于没有损耗电感，整流天线实现了更高的AC-DC转换效率。当接收功率为9.0 dBm时，实测HLP整流器的最大AC-DC效率达到88.9%，而单独整流器的相应最大值仅为80.3%。由于HLP天线设计直接与整流器匹配，因此效率提高了8.6%。值得注意的是，从-6 dBm（250 μW）的较低功率水平到13 dBm（20 mW）的更高水平，其效率都高于50%。因此，实现了比原有大将近100倍的输入功率范围。

《图12》

有人可能会问，对于相同的接收功率，为什么测得的整流天线的转换效率高于单独连接到电感器的整流器的转换效率？仔细查看图12（a）[49]，发现电阻负载两端的整流天线的输出电压大于整流器加上单独的电感器的输出电压。这个电压差约为0.34 V（约5%的差值），由损耗电感器两端出现的电压降引起，这对于将整流电路和50 Ω电源匹配十分重要。如前所述，当采用设计为与其共轭匹配的HDA代替它时，在同一整流电路中可特意避免使用这种有损耗的电感器。因此，在没有损耗电感的情况下，接收天线直接与整流电路共轭匹配使相同接收功率的输出电压最大化。这使得整流器的输出功率更高，因此整流天线获得的转换效率更高。

HLP整流天线的高EM波捕获能力如图13的CST仿真结果所示。图13给出了HLP系统与传统半波长偶极子整流天线的EM功率流的比较结果。915 MHz的平面波通常入射在两个整流天线上。功率流线的密度表示自由空间中EM波携带的功率大小。尽管我们的整流天线的尺寸比传统的偶极天线小2.5倍，但很明显，无线电力捕获区域要大得多。测量和仿真结果证实，所开发的电小型HLP整流天线实现了非常高的AC-DC转换效率，因为其HLP天线具有非常高的无线电力捕获能力，并且其整流电路非常高效。

《图13》

图13 整流天线捕获入射电磁波的能力比较。（a）我们开发的HLP整流天线；（b）传统的半波长偶极子整流天线。

《4.2 用单个PCB基板层实现的超薄HLP整流天线》

4.2 用单个PCB基板层实现的超薄HLP整流天线

因为它在宽边方向上实现了最大增益，所以薄型三层HLP整流天线非常适合将其附着在物体表面的应用。然而，它的三层设计需要几个制造步骤。参考文献[50]中开发的超薄HLP整流天线仅用单层PCB基板实现。这种设计如图14 [50]所示。EAD和CLL NFRP元件印刷在单张Rogers Duroid^TM 5880覆铜基板的两面。它的厚度为0.508 mm，在915 MHz时超薄，可表示为λ₀/645。短驱动偶极子和级联集成整流器放置在与CLL元件相同的表面上。HLP整流天线的整体尺寸为99.5 mm × 38.0 mm × 0.508 mm（915 MHz时为0.304 × 0.116 × 0.0016 λ₀³）。仅HLP天线的尺寸为99.5 mm × 26.0 mm × 0.508 mm，即整流电路长度为12.0 mm。

《图14》

图15 [50]展示了HLP天线的仿真阻抗和实现的增益模式。其他的输入阻抗同样被设计为呈现电感值，以避免整流电路中的有损耗电感。915 MHz下，输入阻抗为(55 + j112) Ω。观察到合理的惠更斯心形模式，它们在两个主要垂直平面上几乎相同。半功率波束宽度（HPBW）为134°(±67°)。请注意，这些场以其最大值沿+z轴辐射。因此，其轮廓0.12 λ₀高于之前的低轮廓设计（0.04 λ₀）。峰值实现增益为4.6 dBi，比三层HLP天线设计高0.8 dBi。这种有利的增强的出现，是因为在这种单基板设计中损失较少。因此，这种单层HLP整流天线具有比较低剖面的三层版本更大的无线电力捕获能力。

《图15》

图16 [50]显示了制造的超薄HLP整流天线，它非常轻巧且灵活。图17 [50]展示了该整流天线的测量和仿真性能特征。图17（a）[50]显示了HLP天线的仿真实现增益值和整流天线系统的测量输出DC电压作为源频率的函数。测得的峰值输出电压（7.0 V）出现在909 MHz，对应于峰值仿真实现增益值，这表明与915 MHz的仿真工作频率相比仅有轻微的6 MHz（0.7%）偏移。它在电学上很小，ka = 0.98 < 1.00。图17（b）[50]显示了HLP整流器的测量输出DC电压值，以及整流器和整流器电路单独测量和仿真的AC-DC转换效率。测量和仿真的峰值效率值非常一致。当接收功率为10.4 dBm时，测得的峰值效率为88%。在-4.0~13.0 dBm的宽接收功率范围内，效率大于50%。这些结果证实了高效超薄HLP整流天线的成功实现。

《图16》

《图17》

《4.3 由开发的整流天线推动的无线供电IoT传感器的演示》

4.3 由开发的整流天线推动的无线供电IoT传感器的演示

无线供电的温度和光传感器都是通过将它们集成到已开发的HLP整流天线中而开发的。如图18（a）[51]所示，如果整流器的输出支路增加了一个阻抗可变传感器，则负载电阻上的输出DC电压将取决于传感参数。基于这个概念，研究人员已经开发了两个具有阈值警报的无线供电传感器系统（温度和光照水平）[51]。图18（b）[51]显示了传感器增强型整流器的PCB布局。这是对前面描述的整流器的简单修改。

《图18》

图18 传感器增强整流器的配置[51]。（a）传感器增强型整流器。D₁、D₂：HSMS286肖特基二极管；L_C1、L_C2：射频扼流圈。（b）PCB布局。

图19（a）[50]显示了带有温度传感器的小尺寸HLP整流天线。温度传感器选用日本TDK^TM的负温度系数热敏电阻（其阻抗随温度升高而降低）。正如预测的那样，当环境温度升高时，输出DC电压也会升高。DC输出连接到开启电压为0.8 V的声学警报器。因此，如果电压超过0.8 V阈值，警报器将被激活。图19（b）[50]显示了相应的超薄HLP整流天线，其增加了光传感器。选择美国Adafruit^TM的光电管作为光传感器。它在黑暗环境中几乎是开路，在明亮环境中的电阻约为1.5 kΩ。正如预测的那样，在黑暗的环境中，整流天线没有输出DC电压。另一方面，当光照水平增加时，电压急剧增加。一旦超过阈值，声音警报器就会由整流器供电。在这两种情况下，阈值警报都会提醒本地环境中的特定变化量。

《图19》

图20 [51]展示了两种无线供电传感器系统的测量输出DC电压。如图20（a）[51]所示，当环境温度升高时，DC电压会升高。一旦温度超过65 ℃，电压就会超过0.8 V阈值，并且会激活警报器。例如，这种无线供电传感器适用于高温警告应用。图20（b）[51]表明，当环境照度水平增加时，输出DC电压显著增加。声学警报器在黑暗环境中是不活动的，但即使在昏暗的光线下也会触发。例如，这种无线供电传感器适用于需要在房间内检测到光时发出警报的安全应用。

《图20》

图20 测量输出DC电压值对于温度传感器增强型整流天线（a）和光传感器增强型整流天线（b）[51]。

《5、高效电小型HCP整流天线》

5、高效电小型HCP整流天线

HLP整流天线适用于发射天线和整流天线的方向已知并且可以固定的应用。发射器和接收器的极化必须适当对齐以实现最大功率传输。否则，会发生极化失配，并可能显著降低WPT系统性能。为了解决这一问题，研究人员已经开发了电小型HCP整流天线系统[49,52‒53]。

如前所述，HLP天线设计采用了由元件偶极天线激发的ED和MD对。如果另一个ED和MD对（即由另一个元素偶极子激发的另一对EAD和CLL NFRP元件）与第一对正交集成并以90°相位差激发，则可以实现HCP天线。该设计中使用的电磁学原理如图21 [52]所示。两个ED和MD对（第一对实线；第二对虚线）在x-y平面中以正交配置排列。第二对的相位比第一对提前90°。HLP对的这种顺时针相位超前排列辐射左手圆极化（LHCP）场，并且ED和MD的相对方向产生在宽边方向上的圆极化（CP）心形图案，其峰值沿+z轴辐射[52]。基于此概念，已成功开发了两种HCP整流天线系统，即一种薄型不平衡基于交叉偶极子的HCP整流天线和一种具有最大可实现AC-DC转换效率的基于延迟环路的HCP整流天线。

《图21》

《5.1 不平衡交叉偶极子HCP整流天线》

5.1 不平衡交叉偶极子HCP整流天线

图22（a）[49]显示了低剖面、电小、不平衡的基于交叉偶极子的HCP整流天线[53]。该设计直接从HLP整流天线演变为两对EAD和CLL NFRP元件无缝集成在交叉配置中。它采用三个相同的Rogers Duroid^TM 5880磁盘并保持相同的0.04 λ₀低剖面。由此产生的两对ED和MD之间所必要的90°相位差是通过不平衡的交叉驱动偶极子实现的，即通过简单地引入沿y轴和x轴l₁和l₂的不同偶极子长度，如图22（b）[49]所示。整流器通过扩展的50 Ω共面平行微带传输线连接到交叉偶极子。请注意，此时存在匹配电感器，因为此HCP天线与传输线阻抗匹配，而不是与整流器匹配。用这种简单的不平衡交叉偶极子很难实现电感阻抗。

《图22》

图23 [49]展示了电小、不平衡交叉偶极子HCP天线本身的仿真结果。图23（a）[49]展示了|S₁₁|以及实现增益值作为源频率的函数。最佳CP辐射发生在915 MHz，大约位于其‒10 dB阻抗带宽的中心。实现的LHCP增益为2.91 dBic，其ka在该频率下约为0.77。此外，交叉极化右旋圆极化（RHCP）水平显著降低。因为存在额外的一对 NFRP元件，基板中的场较大，导致基板中的损耗更大，所以HCP天线的实际增益低于相应的HLP天线。仿真辐射效率为74%。在915 MHz处实现的增益模式如图23（b）[49]所示。良好的惠更斯心形模式得以实现，并且在两个主要垂直平面上几乎相同。RHCP交叉极化水平大大低于LHCP共极化水平。

《图23》

图24 [49]给出了不平衡交叉偶极子HCP整流天线的测量结果。发射喇叭天线呈线性极化。它的垂直轴与整流天线的垂直轴重合。为了验证其有利的CP性能，实验在4个不同方向上测量整流天线，方法是根据喇叭的极化方向以4个不同的角度围绕其垂直轴旋转。图24（a）[49]显示了在这4个旋转角处测得的输出DC电压与源频率的函数关系。最佳CP性能出现在911 MHz，此处所有4个方向的接收功率水平最接近。因此，测得的工作频率仅从目标915 MHz偏移4 MHz（0.4%）。图24（b）[49]显示了在911 MHz时测量和仿真的AC-DC转换效率。由于需要有损耗电感，HCP整流天线的AC-DC转换效率比HLP整流天线低6.9%。当接收功率为10.7 dBm时，峰值效率为82%。如图所示，测量结果与整流器电路的仿真值非常相似，包括有损电感器。

《图24》

《5.2 延迟环路HCP整流天线》

5.2 延迟环路HCP整流天线

对于不平衡交叉偶极子HCP整流天线，有损电感器是不可避免的。为实现感应阻抗，允许天线与整流器直接匹配的同时保持HCP心形模式[53]，研究开发了延迟环路版本的HCP天线。这种基于延迟环路的HCP天线的配置如图25 [53]所示。NFRP元件及其排列与交叉偶极子版本相同。激发结构由一个装有两个延迟环的交叉偶极子组成。每个回路从一个驱动偶极子臂的一个臂延伸到一个正交驱动偶极子臂。这些环路的寄生电感为天线的输入阻抗提供了额外的所需电感，两个HLP子系统之间实现了CP辐射所需的90°相位差。

《图25》

图26（a）[53]显示了延迟环路HCP天线的仿真输入阻抗和轴比（AR）值作为源频率的函数。输入阻抗在915 MHz时为(57 + j164) Ω，此时最小AR值为1.7 dB，即出现最佳CP的位置。该阻抗允许与该系统的容性整流器直接匹配。由此得到了HCP心形增益模式，如图26（b）[53]所示。该系统辐射RHCP场，这是该系统的共极化。LHCP交叉极化场可以忽略不计。峰值实现增益为3.2 dBic，并且波束宽度在两个主要垂直平面上都非常宽。其他的辐射效率和FTBR值分别为73.1%和29 dB。它的ka值在915 MHz时约为0.77。

《图26》

图27 [53]展示了制造的延迟环路HCP整流天线。需要一块额外的5880 PCB基板来容纳整流器。它垂直于底部圆盘的底部表面，并被放置在与装有延迟环的交叉偶极子有效接触的地方。塑料块和螺钉用来支撑这个额外的部件。尽管与基于交叉偶极子的HCP整流天线相比，由于这块额外的基板，整流天线的轮廓有所增加，但整个原型在电学上仍然很小，ka值约为0.77。

《图27》

图28（a）[53]显示了测得的DC输出电压值，其作为围绕整流天线的垂直轴相对于喇叭天线的线性极化方向的旋转角的函数。最佳CP性能出现在904.5 MHz，此时所有输出DC电压最接近。因此，由于涉及额外结构，测得的工作频率从目标915 MHz偏移了10.5 MHz（1.15%)。图28（b）[53]显示了测量和仿真的AC-DC转换效率的比较。由于没有延迟环路以及由此导致的天线与整流器直接匹配所促进的有损电感，该系统效率明显高于不平衡交叉偶极子HCP系统。峰值AC-DC效率达到90.6%，比不平衡交叉偶极子HCP系统高出8.8%。测量结果证实，电小延迟环路HCP整流天线达到了最大可实现的AC-DC转换效率。

《图28》

《6、电小型、双功能（WPT和通信）惠更斯天线》

6、电小型、双功能（WPT和通信）惠更斯天线

支持WPT和通信的双功能天线系统对于新兴的SWIPT应用具有一定的吸引力[63]。无线供电传感器网络中的节点就是这样一种应用。信息信号和电力都必须在传感器生态系统的发射器/网关及其节点之间传递。

图29（a）[54]展现了双功能惠更斯天线系统的概念设计。小型HCP设计有助于实现这一点。与HCP天线配置类似，两个HLP元件彼此正交排列。如图所示，HLP天线#1提供WPT功能，HLP天线#2提供通信功能。此外，由于它们正交排列，图29（b）[54]表明两个系统之间的隔离非常好。因此，这两个系统能够独立地执行各自的功能。

《图29》

实际的系统设计如图30 [54]所示。与单功能HLP整流天线相反，但与延迟环路 HCP整流天线相似，它需要一块额外的5880 PCB基板。基板的一侧支持WPT模式的整流器（端口#2），而另一侧支持连接到通信电子设备的传输线（端口#1）。整个结构保持紧凑且电小，其ka值约为0.77。

《图30》

图31（a）[54]显示了经过测试的小型双功能惠更斯天线原型的照片。图31（b）[54]展示了测量和仿真|S₁₁|以及实现增益值作为其天线模式的源频率的函数。测得的谐振频率为910 MHz，与目标915 MHz相比仅偏移5 MHz（0.5%）。测得的峰值实现增益值为2.7 dBi，这也相当接近其仿真值2.87 dBi。图32（a）[54]展示了天线模式在其测量的谐振频率下的仿真和测量实现的增益模式。交叉极化水平显著低于相应的共极化值。在两个主要垂直平面上都观察到了高质量的惠更斯心形模式。测得的FTBR同样也很大，具体数值为28.8 dB。这些测量和仿真的结果也有合理的一致性。

《图31》

《图32》

测量和仿真的WPT模式性能结果如图32（b）[54]所示。其结果有合理的相似性。测得的峰值AC-DC转换效率为87.2%；仿真值为87.8%，两者仅相差0.57%。测量结果证实了仿真电小型双功能惠更斯天线的性能特征。

《7、超薄线性均匀惠更斯整流天线阵列》

7、超薄线性均匀惠更斯整流天线阵列

迄今为止描述的所有整流天线设计都是只有一个DC输出的单元件系统。尽管这些单元件系统效率很高，并且具有很大的无线功率捕获能力，但它们接收的总功率实际上受到其电小尺寸的限制。为了进一步增加捕获的无线电力，需要一个多元件整流天线阵列。

矩形阵列主要通过两种功率组合方法实现[64‒65]。它们的性能特性不同，并且取决于天线元件的数量和整流拓扑。最好的选择是满足特定应用场景要求。例如，具有DC组合拓扑的整流天线阵列是一种非相干方案，它取决于每个单独整流天线的增益、波束宽度和AC-DC转换效率。系统的总DC输出是各个元件DC输出的总和。因此，如果阵列有N个相同的HLP整流天线，则系统的理想输出将是每个整流天线的N倍。由于每个元件的波束宽度很大，因此它最适合将EM波从多个方向入射到阵列上的环境。

具有射频组合拓扑的整流天线阵列也可以是一种相干方法，它依赖于其天线阵列来形成高度定向的波束。接收到的功率因产生的更高增益而增强，并被引导到单个整流器，因为它是一个非线性元件，在更高的功率水平下工作效率更高。N个同相HLP天线的理想阵列具有增益，因此接收功率约为单个元件的N倍。因此，这种RF拓扑结构最适合低功率发射器信标并且其位置固定且已知的情况。如果发射器不是固定的，它则将需为控制单元供电，该控制单元必须跟踪发射器并产生必要的相移，以使整流天线阵列的波束朝向发射器。

《7.1 具有DC组合拓扑的惠更斯整流天线阵列》

7.1 具有DC组合拓扑的惠更斯整流天线阵列

使用DC组合拓扑很容易实现超薄整流天线阵列[66]。假设阵列线性且均匀，N个超薄电小HLP整流天线可以沿着一条线排列，它们中心之间的距离是均匀的。这一概念用4个超薄HLP整流天线沿y轴排列，它们中心之间的间距为0.45 λ₀，如图33所示。所有HLP整流天线的DC输出都以并联配置连接。因此，总DC输出电流是从4个整流器的每个输出端口获得的电流之和。请注意，串联排列也是可能的，并且会产生输出电压的总和。

《图33》

图33 具有DC组合拓扑的线性均匀惠更斯整流天线阵列。I₁, I₂, I₃, I₄：分别从整流器1、2、3、4输出端得到的电流；I_tota：总DC输出电流。

凭借每个HLP整流天线非常宽的波束宽度性能的优势，该阵列能够有效地捕获从+z半球的任何方向入射到其上的EM波。DC组合拓扑的另一个显著特点是，对于需要更多驱动电流的应用，只需添加更多元件即可增强输出电流。因为该方案基于每个整流天线本质上是一个独立的实体，所以N个相同元件组成的理想系统将产生N倍于每个元件的输出。此外，由于HLP整流天线在电学上很小，因此可以将更多的整流天线装入有限的指定区域。因此，与具有有限数量的标准谐振半波长元件相比，固定占位面积中的这些电小元件阵列将产生更大的输出。图34显示了4个接收HLP天线与50 Ω负载匹配时的仿真辐射方向图。很明显，这些元件之间的相互干扰相对较小，并且可接受的惠更斯心形图案全部由4个HLP天线实现。因此，展示了更大的无线电力捕获能力。

《图34》

图34 1×4线性阵列中每个电小、超薄HLP天线在915 MHz处的仿真实现增益模式。（a）HLP天线#1；（b）HLP天线#2；（c）HLP天线#3；（d）HLP天线#4。

《7.2 具有RF组合拓扑的惠更斯整流天线阵列》

7.2 具有RF组合拓扑的惠更斯整流天线阵列

图35显示了具有RF组合拓扑的相应整流天线阵列。与DC组合拓扑不同，在DC组合拓扑中，每个HLP接收天线都连接到自己的整流器，RF组合拓扑的整个阵列仅通过馈电网络连接到一个整流器。以这种方式，来自每个元件的输出功率在RF域中进行组合。馈电网络向整流器提供的输入功率因而更高；因此，它的二极管可以更有效地工作。

《图35》

图35 具有RF组合拓扑的线性均匀惠更斯整流天线阵列。

首先将图35中所示的WPT系统阵列视为发射机。如图36所示，每个元件以相同幅度和相位激发的阵列辐射宽边波束在沿阵列的主垂直平面内具有窄波束宽度，而在正交平面内则具有非常宽的波束宽度。因此，接收该阵列的版本将更适合在狭窄的角度范围内收集能量，即在该主平面中，围绕其宽边方向收集。对于从该平面内其他角度到达的EM波，特别是从低仰角到达的EM波，预计接收功率水平会显著较低。通过图35所示的微带馈线网络与单个50 Ω源匹配的相应4元接收HLP天线阵列，其仿真实现增益模式与图36中所示的相同。该阵列在其H平面（φ = 0°，z-x平面）中具有显著宽波束宽度（134°，从-66°到68°），在其E平面（φ = 90°，y-z平面）中具有窄波束宽度（28°，从-13°到15°）。然而，最大实现增益9.5 dBi在两个平面的宽边方向上是相同的，这表明系统仍然提供了显著的EM波功率捕获能力。因此，可以将显著增强的接收功率水平传送到系统的整流器。

《图36》

图36 由连接单个主源的微带馈线馈电的四元线性均匀HLP天线阵列在915 MHz处的仿真实现增益模式。

这些具有两种组合拓扑的超薄线性均匀HLP整流天线阵列的原型目前正在针对制造和测量方面进行优化。N × M元素的平面阵列也正在考虑进一步增强两个系统的输出，以用于各种应用。

《8、结论》

8、结论

远场WPT是实现许多预期与5G、6G及其他无线生态系统相关的IoT应用的关键技术。整流天线是任何远场WPT系统中最关键的组件。本文描述了一系列高性能电小型惠更斯整流天线的开发，展示了HLP和HCP整流天线系统。这些HLP和HCP整流天线通过受超材料激发的NFRP元件和元件偶极天线与紧凑、高效的整流器无缝结合来实现。

薄型HLP整流天线采用三层结构实现。超薄HLP整流天线是使用单个基板实现的。两个系统都实现了近90%的AC-DC转换效率。本文描述了两个HLP整流天线的改进，以实现无线供电的温度和光传感器阈值报警系统。通过将两个HLP子系统正交组合并具有90º的必要相位差，本文还展示了HCP整流天线。第一种是采用与相应HLP系统相同的三层薄型设计实现的。它的两个HLP子系统与一个不平衡的交叉偶极天线集成在一起，以获得必要的90º相位差。HCP整流天线的AC-DC转换效率受到这个简单的交叉偶极子元件的限制。最大AC-DC转换效率大于90%，这是通过用创新的延迟环路版本替换不平衡交叉偶极子来实现的。在意识到正交HLP元件彼此高度隔离的基础上，开发了一种用于SWIPT应用的双功能HLP系统，一个是HLP子系统执行WPT功能；另一个是执行通信功能。

最后，由4个相同的超薄、电小HLP整流天线组成的两个线性均匀整流天线阵列被认为具有更大的EM波捕获能力。这些阵列与DC和RF组合拓扑集成在一起。这些元件在DC系统中独立作用，它们各自的DC输出并联连接，在其输出端口产生大的组合电流。这些元件在RF系统中同相组合，产生指向低功率的WPT信标以捕获其EM波的定向光束，从而有效地形成一个大的组合功率，并将其传送到单个整流器。

开发的小型惠更斯整流天线及其形成的线性阵列是用于未来无线生态系统中无线供电IoT应用的理想选项。与通常使用的传统ED系统相比，它们的单向、宽边辐射场具有直接的显著优势。此外，如本文所展示的，它们尺寸紧凑，具有大角度和广角无线功率捕获能力，同时还具有高AC-DC转换效率，并且易于以低成本制造。

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